Liebe Forumsmitglieder, Besucher,

ein schon lange anstehendes Thema war für mich die Frage, warum es heute nur wenige Verstärker mit PPP-Endstufe gibt, zumindest kaum echte Neukonstruktionen.

Aus diesem Grund habe ich mich eingehend mit der Schaltungstechnik dazu beschäftigt, nicht zuletzt, weil sich hier bei mir auch ein beeindruckender Vertreter dieser Geräteklasse, der MEL Pic-35 (Id297240) (Fotos unten) befindet. Ich wünsche allen, die die Ergebnisse meiner Recherchen lesen, gute Unterhaltung.
Mein Dank geht ausserdem an die RM-Mitglieder Oswald Bettendorf und Ake Nyholm, die mich mit wichtigen Informationen versorgt haben.

Abbildung MEL Pic-35 Ansicht mit Gehäuse
Abbildung MEL Pic-35 Ansicht ohne Gehäuse, mit Abdeckblech und Hitzeschild.
Beeindruckend die Übertragergrösse SM102b für eine Ausgangsleistung von 35W (gleiches Format wie der Netztrafo)Dieses Gerät hatte ich jahrelang genutzt, bevor ich begann, zunehmend mehr Musik in Mehrkanaltechnik (SACD) zu hören, wofür der Pic-35 allein nicht mehr ausreichte.

Abbildung unten:
MEL Pic-35 Werbung der Firma Lange + Klein in der “Hifi-Stereophonie“ September 1965

Das Gerät hat anstatt der 17 Röhren wie in der Werbung tatsächlich insgesamt 18 Röhren.
Ob der UKW Empfänger MAT-10 jemals in Produktion ging, ist mir nicht bekannt.

Da in früheren Artikeln [1-6, 8, 9] und in Prospekten die PPP-Technik immer wieder ob ihrer guten Eigenschaften hochgelobt wurde, wunderte mich umso mehr, warum diese Variante in heutigen Neukonstruktionen namhafter Hersteller nicht verbreiteter zum Einsatz kommt.

Im Verlauf meiner Recherchen bin ich auf überraschende Details zur PPP-Technik gestossen, die von vielen Autoren veröffentlichter Schaltungen bzw. Bauanleitungen nirgendwo erwähnt wurden, dennoch aber von grösster Wichtigkeit für einen sicheren Betrieb dieser Verstärker sind.

Aber zunächst noch einmal kurz, was ist PPP?

PPP ist die Abkürzung für “Push-Pull Parallel“, was schlicht die prinzipielle Anordnung der Endröhren in einem Verstärker beschreibt. Auch wurde der Name “Circlotron“ dafür verwendet.

PPP enthält in der Ausgangsstufe ein Paar Kathodenfolger anstatt der weithin verbreiteten Anodenfolger (Prinzipschaltung rechts).

Die wesentlichsten Unterschiede in dieser Anordnung sind:

• Der Anpassungswiderstand der Endstufe sinkt auf etwa 1/4 des Widerstands von Anodenfolgern (siehe dazu auch Anhang 6)

• Die Röhren arbeiten wechselspannungsmässig gegenparallel.

Warum ausgerechnet PPP?

Vorteile:

1. Wegen der inherenten Gegenkopplung der Kathodenfolger-Endstufe ist der Klirrfaktor bereits ohne Gegenkopplung relativ klein.

2. Der Dämpfungsfaktor ist wegen der starken Gegenkopplung bei den Endröhren relativ hoch,
   damit ist die Auswahl passender Lautsprecher weniger kritisch.

3. Die Treiber für die Endröhren müssen nicht gegen eine niederohmige Lastimpedanz arbeiten, die Eingangsimpedanz der Endstufe ist deutlich höher als wie bei Endstufen mit Anodenfolgern, auch die Lastkapazität ist kleiner (siehe auch Anhang 3).

4. Wegen der mit der Ausgangsspannung mitlaufenden Kathoden der Endröhren müssen die erforderlichen Gitterwechselspannungen vor allem bei Endpentoden nur wenig Gitter-Kathoden Kapazität überwinden, das erweitert die nutzbare Bandbreite (siehe Anhang 3).

5. Die Übersetzung im Ausgangsübertrager (AÜ) kann deutlich kleiner gewählt werden.

6. Die Anzahl Windungen der Primärwicklung reduziert sich auf weniger als die Hälfte im Vergleich zu anodenseitigen Übertragern.

7. Die Verluste im Übertrager sind aus zuvor genanntem Grund geringer und können durch mögliche grössere Drahtquerschnitte weiter reduziert werden.

8. Die parasitären Kapazitäten und die Streuinduktivität reduzieren sich wegen geringerer Windungszahl deutlich, was die Übertragungsbandbreite ebenfalls vergrössert.

9. Die Ausgangswicklung kann wie bei einem Spartransformator gestaltet werden*.

10. Die Wicklung kann in einem Durchgang gefertigt werden, wobei die Sekundärwicklung
    automatisch innerhalb der Primärwicklung zu liegen kommt**.

11. Der erforderliche Wicklungsraum im AÜ ist deutlich kleiner als bei Anodenfolgern.

12. Die Anforderungen an die Isolation zwischen den Teilwicklungen sind relativ gering.

13. Die Brummspannung ist bei korrekter Verdrahtung sehr gering, daher ist Einweg-
    gleichrichtung bei der Stromversorgung bereits ausreichend.

14. Der Ausgangsübertrager ist weniger empfindlich gegen magnetische 50Hz-Einstreuungen im
    Vergleich zu anodengekoppelten Versionen

15. Ein zusätzlicher 100V-Ausgang ist bei PPP Übertragern relativ einfach realisierbar.

    Die Punkte 3), 4), 8) sorgen für einen wesentlich besseren Frequenzgang, speziell am oberen Ende, Bandbreiten bis 100kHz sind durchaus machbar.
    * und ** : hier ist dennoch ein etwas komplizierterer Aufbau zu bevorzugen, siehe Anhang 5

Nachteile:

1. Die Anzahl Stromversorgungen beträgt zwei im Gegensatz zur Endstufe mit Anodenfolgern (pro Gegentakt-Seite 1 Versorgung), der Nachteil wird aber durch den deutlich geringeren Aufwand beim Ausgangsübertrager kompensiert.

2. Es wird eine etwas höhere Anodenspannung als wie beim Anodenfolger-AÜ benötigt, diese liegt aber nur an den Anoden der End- bzw Treiberröhren, an den Anschlüssen des Ausgangsübertragers liegt dafür nur die primärseitige Nf-Spannung, die OHNE Nf-Eingangs-signal praktisch gleich 0 ist.

3. Die Kommutierung der Gleichrichterdioden im Netzteil führt zu Störungen, das wird teilweise berichtet (Sperrschichtkapazität verzögert Stromabriss bei Polaritätsumkehr), aber durch Auswahl von a) Röhrengleichrichtern oder b) Ultraschnelle Gleichrichter (z.B. UF4007 statt 1N4007) können diese minimiert werden. Die Entstörung wurde auch durch kleine Kapazitäten parallel zu den Gleichrichterdioden und parallel zu den Ladekondensatoren erreicht.

4. Die Endstufen benötigen für Vollaussteuerung eine relativ hohe Nf-Amplitude (Primärseitige Ausgangsspannung plus Röhren-Steuerspannung für Vollaussteuerung), was nicht mit beliebigen Schaltungstechniken erreichbar ist.

5. Die Gitterwiderstände der Endröhren müssen je nach Schaltungstechnik relativ hochohmig ausgelegt werden, was zum thermischen Abdriften führen kann.

6. Was zunächst als Vorteil unter Punkt 5-6 zur Sprache kam, hat leider auch gleichzeitig einen Nachteil: die Primärinduktivität des kathodenseitigen AÜ ist deutlich kleiner als die eines anodenseitigen AÜ, was ebenso wie der nachfolgende Punkt zu Problemen führen kann.

7. Die Vorstufen zur Endstufe müssen vollkommen symmetrisch ausgelegt sein, dazu weiter unten mehr.

Geschichte des PPP-Verstärkers (soweit Daten zur Verfügung standen, daher ohne Anspruch auf 100%ige Vollständigkeit)

1951:
C. T. Hall reichte im Juni 1951 ein Patent mit der Nummer US2705265 ein.
Darin wird eine Endstufe mit Kathodenfolgern beschrieben, wobei jede der beiden Endröhren ihre eigene Stromversorgung hat (B1, B2) und die Anodenspannung der Treiberröhre jeweils aus Primär-Ausgangsspannung der gleichen Phasenlage plus Anodenspannung der gegenüberliegenden Endröhre (an RL5 bzw. RL6 anliegend) gewonnen wird, was einem leichten regenerativen (positiven) Feedback entspricht.
Bemerkenswert ist, dass mit fester negativer Gitter Vorspannung der Endröhren gearbeitet wurde. Ein negatives Feedback war nicht explizit erwähnt, da ja bereits die als Kathodenfolger geschalteten Endröhren über inherentes negatives Feedback verfügten. Erteilt wurde das Patent im März 1955.
Ungünstig ist der Bezug der negativen Gittervorspannung auf Masse, was zu einem unnötig niedrigen Eingangswiderstand der Endstufe führt.
Ebenfalls bemerkenswert ist der Umstand dass in diesem sowie in den meisten nachfolgenden Patenten nur die Endstufe (mit Treiber) selbst beschrieben wurde, nicht aber der gesamte Aufbau mit Vorstufe, insbesondere nicht die Gewinnung der gegenphasigen Steuersignale.

1952:
Das finnische Magazin "Radio" brachte im Juni einen Schaltungsvorschlag für eine PPP- Endstufe, die mit zwei wechselspannungsmässig parallel geschalteten Endröhren und einem Übertrager für die Gitteransteuerung der Endröhren ausgestattet war. Vorteil dieser Anordnung war der relativ gesehen kleinere Steuerspannungsbedarf der Endröhren, allerdings zum Preis eines extra Zwischen-übertragers.

Der Ent- wickler, Matti Köykkä Tapio (links) reichte die Schaltung in Finnland im September 1952 als Patent ein, welches im November 1954 unter FI27332A erteilt wurde (Anm.: anscheinend der älteste Patent-Eintrag). Ein weiteres von mehreren folgenden Patenten wurde 1955 eingereicht, aber erst unter FI29642A am 10.04.1958 veröffentlicht. 1959 wurde Patent FI33483 eingereicht und 1964 erteilt. Noch 1976 wurde Patent FI762408 eingereicht und 1978 erteilt. In DEPATISNET sind die Patente nicht mit ihrem Inhalt veröffentlicht worden, unter dem Namen Köykkä oder Köykkae oder Koeykkae sind weitere Patenteinträge zu finden, was die Recherche nicht gerade vereinfacht. Weiteres dazu in Anhang 7.

1953:
In der Funk-Technik Ausgabe 7 auf Seite 220 [27] erschien eine erste praktische Schaltung von Köykkä unter Verwendung von Röhren der 40er Serie. Bei Vollausssteuerung waren damit 10W erreichbar.

Die Schaltung zeigt eine Verbindung einer Seite der Primärwicklung mit dem Minuspol der Eingangsröhre und der Masse des Eingangs, da der Ausgangsübertrager über keine Mittenan-zapfung verfügt. Der Verfasser beschreibt die mögliche Verwendung eines Ausgangsüber-tragers in Spar- schaltung.
Die Vorstufe ist alles andere als symmetrisch aufgebaut. Der bei 1kHz niedrige Klirrfaktor (<1%) nimmt leider deutlich mit steigender Frequenz zu, wie sich in einer Simulation (unter Verwendung einer EF86 und ½ ECC83) zeigte.
Dennoch handelt es sich m.E. um eine beachtliche Konstruktion für die damalige Zeit. In der “Audio Engineering“ vom Mai 1951 [25] wurden die damals in den USA bekannten Möglichkeiten zur Realisierung einer Gegentakt-Endstufe beschrieben, jedoch kein einziger Vorschlag mit reinen Kathodenfolgern in der Endstufe gezeigt.

1954:
In den USA lässt sich A. M. Wiggins, Mitarbeiter von Electro-Voice eine PPP-Schaltung patentrechtlich (US2828369) schützen. Erteilt wurde das Patent im März 1958.

Die Schaltung zeigt eine Anordnung der End-stufenröhren wie viele nachfolgende Schal-tungen, jedoch wie schon im Patent von C.T. Hall mit einer festen (negativen) Vorspannung.

Sie enthielt als Vorverstärker einen Anodenfolger gefolgt von einer Katodynschaltung die die so erzeugten, gegenphasigen Signale einer Differenzverstärkerstufe mit gemeinsamem Kathodenwiderstand (hier noch ohne Parallel-Kondensator) als Endstufentreiber zuführte. Der Ausgang war mit einer getrennten Sekundärwicklung versehen, was grundsätzlich nicht notwendig war, aber wahrscheinlich zu einem besseren Verhalten bei tiefsten Frequenzen führen sollte (DC-Entkopplung).

Electro-Voice baute mit dieser Schaltung viele Modelle unterschiedlicher Leistung wie z.B. den A15 (15W) oder den A30 (30W), alle mit der gleichen Schaltungstechnik.

Von Electro-Voice produzierte Modelle (nur PPP-Modelle, nicht alle Varianten) :
 

1955:
Im Radio-Magazin [1] wurde von R. J. de Cneudt in Belgien eine Schaltung eines Verstärkers nach dem PPP-Prinzip vorgestellt.
In dieser Schaltung diente bereits eine symmetrisch aufgebaute Differenzver-stärkerstufe zur An- steuerung der Endröhren.
Die Schaltung ist sehr einfach aufgebaut und kommt neben den beiden Endröhren mit einer einzigen Triode ECC83 aus.
Hierbei wurde die Schirmgitter Versorgungs-spannung der jeweils gegenüber liegenden (Gegentakt-) Endröhre als Anodenspannung der Differenzverstärkerstufe genutzt.

Der Vorteil dabei: Die Anodenspannung wandert mit dem Steuerspannungsbedarf der jeweiligen Endröhre mit, was in der Fachliteratur auch als “Bootstrapping“ bezeichnet wird.
Dadurch "sieht" die jeweilige Differenzverstärker Triode einen virtuell grösseren Anodenwiderstand (arbeitet also mit einem etwas konstanteren Anodenstrom), was die resultierende Verstärkung erhöht.
Ausserdem repräsentiert die jeweils als Kathodenfolger geschaltete Endröhre wegen der Mitkopplung im Gitterkreis eine sehr geringe Last für die treibende Differenzverstärkerstufe (s. auch Anhang 3).

Die gegenphasige Ansteuerung der unteren Hälfte des Differenzverstärkers wird schlicht aus der Schirmgitterspannung der "gegenüberliegenden" Endröhre gewonnen, (entspricht der Primär-spannung am Ausgangsübertrager) was die Verstärkung nochmals verdoppelt, allerdings zum Preis einer Rückwirkung der Ausgangslast auf diese Spannung. Daher wäre eine Gegenkopplung vom Ausgang für diese Stufe wahrscheinlich sinnvoll, diese müsste aber wiederum symmetrisch (beidseitig) auf die Differenzverstärkerstufe erfolgen, um weitere Verzerrungen zu verhindern.

Wegen der fehlenden Gegenkopplung war mit dieser Technik mit etwas höheren Verzerrungen zu rechnen, die aber wegen der inherenten Gegenkopplung der Endröhren immer noch deutlich unter derjenigen von Endstufen mit Anodenfolgern lagen und für jene Zeit als "HiFi" eingeordnet wurden.
Dafür war nur eine geringe Neigung zur Selbsterregung bei tiefsten Frequenzen vorhanden, hauptsächlich wegen des fehlenden negativen Feedbacks.

Eine Auflistung der technischen Daten dieser Endstufe aus dem Hifi-Schaltungs- und Baubuch von Fritz Kühne [2] zeigt das.

1957:
In der "Funkschau" vom Februar [3] wurde ebenfalls von Fritz Kühne eine Schaltung einer PPP-Endstufe vorgestellt, dabei wurden Teile des von de Cneudt vorgestellten Prinzips übernommen.Der wichtigste Unterschied zur vorhergehenden Veröffentlichung von de Cneudt war die Einführung einer Rückkopplung, wofür zusätzlich zur Treiberstufe eine Vorstufe hinzugefügt wurde. Die Vorstufe bestand aus einer Kombination von Anodenfolger mit angehängtem Kathodenfolger als Spannungsverstärker mit niedriger Ausgangsimpedanz.
In [4] wurde das gleiche Konzept mit 2 x EL84 (Id412) statt 2 x EL34 (Id1900) vorgestellt, in [5] folgte ein Bauvorschlag mit kompaktem Gehäuse.
Der spezielle Ausgangsübertrager war ein Modell der Fa. Engel, Wiesbaden, welchen auch die Firma Valvo für ihren Applikationsvorschlag (siehe weiter unten) verwendete.

Der Vorstufenausgang war gleichstrommässig mit dem Eingang des Differenzverstärkers verbunden, der jetzt in der weithin bekannten Anordnung aufgebaut war (zweiter Differenzverstärker-Eingang liegt wechselspannungsmässig an Masse und gleichspannungsmässig am Eingang der anderen Seite).
Die wechselpannungsmässige Erdung des zweiten Differenzverstärker-Eingangs wurde nur mit 1nF Kapazität ausgeführt, was jedoch eher unüblich war.
Der Grund für diese Abweichung vom Standard waren mit Sicherheit Probleme mit einer uner-wünschten niederfrequenten Selbsterregung bei Anwendung der sonst üblichen Kapazitätswerte.
Eine von mir durchgeführte Simulation dieser Schaltung bestätigte das auch eindrücklich:

Bei Anwendung einer ansonsten üblichen Kapazität von 100nF an Stelle des 1nF-Kondensators entsteht ein Phasengang bei niedrigen Frequenzen, der zusammen mit dem Phasengang von Endstufe und Übertrager die Bedingung für Selbsterregung erfüllt.
Einer der wichtigsten Gründe für die 180° Phasendrehung ist u.a. der, dass der Ausgangsübertrager anstelle von mehr als 100Hy, wie bei anodengekoppelten Typen üblich, aufgrund seiner viel niedrigeren Windungszahl auf Induktivitätswerte kommt, die im niedrigen zweistelligen Bereich liegen.

Folge: entweder schwingt sich die Endstufe bereits beim Hochfahren der Betriebsspannung innerhalb von Sekunden auf und kommt dabei kaum mehr zur Ruhe.
oder: wenn die 180°-Bedingung nur knapp erfüllt ist entsteht bei Anregung mit kurzen Impulsen (z.B. Pauke) ein unangenehmer Nachhall (Wummern), gekennzeichnet durch gedämpfte Schwingungen sehr niedriger Frequenz (zwischen 1Hz und 20Hz).

Fritz Kühne versuchte seinerzeit das Problem durch eine radikale Beschneidung des unteren Teils des Frequenzgangs innerhalb der Endstufe zu erreichen, ohne es jedoch im zugehörigen Artikel zu erwähnen.
Zu Hr. Kühne's Entlastung muss gesagt werden, dass man damals noch nicht über die Mittel von heute wie z.B. Simulation oder digitale Messgeräte verfügte. Auch dürfte es mit damaligen Messmitteln schwierig gewesen sein, den Phasengang bei so niedrigen Frequenzen zweifelsfrei zu bestimmen. Im Endeffekt musste Hr. Kühne dem so "beschnittenen" Verstärker ein Filter voranstellen, das den Frequenzgang des Verstärkers wieder "zurechtbog" (Abb. rechts).

Die Erklärung, die Hr. Kühne dafür abgab, war aber letztlich nichts anderes als eine Verschleierung der zuvor beschriebenen Probleme, die anders hätten gelöst werden können.
Die 1960 und 1987 in der Funkschau vorgestellten, weiter unten folgenden Schaltungen sollen dies zeigen.

1956, 1957: Philips baut zwei PPP-Verstärker ohne Ausgangsübertrager AG9006 (Id100880), AG9007 (Id111151), für die extra spezielle hochohmige Lautsprecher mit 1200 Ω Impedanz gebaut und angeboten wurden.

Die Treiberröhren waren, ähnlich wie im später produzierten MEL Pic-35 (Id297240) zwei als Pentoden geschaltete EF86, allerdings mit einem gemeinsamem, nicht kapazitiv überbrücktem Kathodenwiderstand von 820 Ω, vermutlich um die Symmetrie zu verbessern.
Die Endstufenröhren erhielten eine feste negative Gittervorspannung. Wegen des fehlenden AÜ mit seinem zusätzlichen Phasengang dürfte diese Schaltung, im Gegensatz zu Anderen, bei tiefen Frequenzen deutlich stabiler gearbeitet haben

Jedoch fanden die hochohmigen Lautsprecher langfristig keine Nachahmer auf dem Markt.

1957-1960:
Die belgische Firma Carad bringt mehrere PPP-Verstärker heraus, einmal mit EL84 (AAS26 (Id109315) , PAS29 (Id109312)), ein anderes mal mit EL34 (AS16(ID208286), MPAS08 (Id205631)) in der Endstufe. Die Endröhren wurden in AB-Schaltung ohne extra negative Gitterspannung betrieben.
Die Phasensplitter-Schaltung beim Modell AS16, ähnlich der in der Funkschau gezeigten Version, dürfte für die gleichen Probleme wie bei der Schaltung von Hr. Kühne gesorgt haben.
Die AAS26 und PAS29 sind mit einer ECC83 in Differenzverstärker-Schaltung ohne Vorstufe aufgebaut. Auch hier ist ein Kondensator (47nF) für den zweiten Differenzverstärker-Eingang an Masse geschaltet. Die Schaltung des MPAS08 ist fast genau die gleiche wie die 1957 in der Funkschau gezeigte (wer hat hier wo abgeschaut?).

1960:
wiederum in der "Funkschau" erschien im September eine Schaltung eines "PPP-Kino-verstärker mit kreuzgekoppelter Vorstufe" [6], vorgestellt von Alfred Zechendorff.
In diesem Artikel wurde ausdrücklich der hohe Qualitätsanspruch solcher Verstärker erwähnt (mindestens HiFi Qualität und zusätzlich hohe Betriebssicherheit).Ebenfalls erwähnt wurde der Begriff "Circlotron" für diese Art von Verstärker, entnommen aus der amerikanischen Fachliteratur.
Dem Funkschau-Artikel nach fertigte zu dieser Zeit auch Electro-Voice Verstärker der Bauart PPP (siehe weiter oben). Auch wurde der Begriff "Wiggins Schaltung" nach ihrem wahrscheinlichen Erfinder in den USA für diese Bauart angewandt.
Die gezeigte Schaltung enthielt im Gegensatz zur 1957 vorgestellten Funkschau Schaltung eine vollständig symmetrisch aufgebaute, hier speziell kreuzgekoppelte Vorstufe [7], die für eine höhere Verstärkung sorgen sollte. Der Frequenzgang der Vorstufe sollte “Electronics“ zufolge bis 60kHz reichen.
Die in der "Electronics" bereits 1950 vorgestellte Vorstufe [7] war, hier besonders vorteilhaft, schon als DC-Verstärker ausgelegt.
Im Gegensatz zu vielen anderen Schaltungen wurde bei Zechendorff das negative Feedback zweifach, d.h. in gegenphasiger Ausführung angewandt, was die innere Stabilität verbessern sollte
Die Endröhren waren wie bei der Schaltung von de Cneudt oder der von Hr. Kühne angeordnet und arbeiteten ebenfalls in Betriebsart AB. Neben EL34 konnten auch 6550 als Endröhren verwendet werden. Ausserdem war hier der Ausgang wieder als Spartransformator ausgelegt.
Der Endstufentreiber wurde mit zwei einfachen, vergleichsweise niederohmigen Anodenfolgern (ECC82/12BH7) realisiert, also ohne Differenzverstärkerstufe, was aufgrund der Symmetrie und hohen Verstärkung der kreuzgekoppelten Vorstufe möglich war.
In einer Simulation dieser Schaltung zeigte sich allerdings, dass der Klirrfaktor höher als erwartet ausfällt. Grund dafür dürfte die Dimensionierung der kreuzgekoppelten Stufe sein. Die in der Simulation gemessene Anodenspannung der ECC83 ist mit 48V (Mittelwert) viel zu niedrig für eine Operation im linearen Teil der Kennlinie. Hier wurden entweder Konstruktionsfehler oder bewusst falsche Angaben gemacht, um einen erfolgreichen Nachbau zu verhindern. Bei der von “Electronics“ vorgestellten Schaltung ging es in erster Linie um eine hohe Verstärkung, der Klirrfaktor war wohl eher von untergeordneter Bedeutung, da er nicht einmal erwähnt wurde.
Bemerkenswert: Die Neigung zu "Nachschwingungen" (in der Simulation) bei einem Einzelimpuls am Eingang ist geringer als bei allen anderen weiter oben beschriebenen Konzepten mit Spartrafo im Ausgang.

1960:
Die finnische Firma Voima bringt das Modell W 30-K Id259300 heraus. Es basiert auf einem weiteren, 1958 von Matti Köykkae Tapio eingereichten Patent (FI29642), das viele Ähnlichkeiten mit zuvor erwähnten Schaltungen zeigt.
Etwa zur gleichen Zeit bringt Voima auch den High-Fidelity Amplifier K40-2 heraus (Id234091) der einen Unterschied zu den bisherigen Schaltungen hat: als Treiber wird die ECC85 verwendet, wohl wegen ihres etwas niedrigeren Innenwiderstands und der 3 x kleineren Anodenkapazität Ca von nur 0.45pF. Ausserdem wurden Brückengleichrichter im Netzteil verwendet.
Die stärkeren Modelle von Voima R100 und R-200 W hatten zusätzlich noch eine gleitende Arbeitspunktregelung (“D/D-Betrieb“, wie auch in [20] beschrieben), beim R100 mit einer extra ECC85, beim R-200 W mit Hilfe eines Transistors. Dabei wurde die negative Vorspannung automatisch mit steigender Ausgangsleistung zunehmend grösser geregelt.

1961:
Die Firma Valvo bringt im November im "Valvo Brief" No. 5 eine Applikationsschaltung "35W PPP Verstärker mit 2 x EL34" [8] für die Röhren ECC83 (Id411), EL34 (Id1900) und EM87 (Id2012) als Aussteuerungsanzeige heraus.Die hier gezeigte Schaltung verzichtet in der Vorstufe, im Gegensatz zu der 1957 von Fritz Kühne gezeigten, auf den Impedanzwandler zwischen Anodenfolger und Differenzverstärker und schaltet die Anode der ersten Röhre direkt an den Eingang des Differenzverstärkers.
Die Gitterwiderstände der Endröhren haben 560kΩ, was das maximal erlaubte für EL34 Gitterableitwiderstände ist. Die Anodenwiderstände der Treiberröhre ECC83 sind 180kΩ gross.
R11 sorgt für eine Anpassung der Ausgangsspannung der beiden Treiber-Hälften zueinander, bei zu grossen Unterschieden in der Treiber-Ausgangsspannung steigt ansonsten der Klirrfaktor an.
Für die wechselspannungsmässige Erdung des zweiten Differenzverstärkereingangs wird hier ein 0.47uF Kondensator vorgesehen, leider auch zu klein. Ausserdem ist auch hier keine exakt symmetrische Ansteuerung der Endröhren gegeben.
Diese Schaltung ist sogar noch anfälliger für niederfrequente Selbsterregung als die von der "Funkschau" vorgestellte.
Hierzu wurde von mir eine Simulation durchgeführt, jedoch ohne die Aussteuerungs-anzeige.
Die Ergebnisse der Simulation sind unter “Problemlösung ?“ weiter unten beschrieben.

1964/1965:
Die Firma Messtechnik und Elektronik (MEL), Lange & Klein in Waiblingen (BW) beginnt mit der Produktion ihres High-End Verstärkers Pic-35 (Id297240), einer Konstruktion nach Art der Geräte von Klein+Hummel, jedoch mit zahlreichen zusätzlichen Extras und einer PPP-Endstufe.
Der MEL Pic-35 wurde in der “Hifi-Stereophonie“ 11/1964 [29] erstmals vorgestellt und im gleichen Magazin erschien 12/1965 [30] ein ausführlicher Testbericht dazu.

Abbildung unten: Endstufe MEL Pic-35 (1 Kanal von 2)Die Endstufe dieses Verstärkers unterscheidet sich durch Anwendung von EF86 (Id8371) als Treiberröhren von den anderen Schaltungen, hat aber wegen der Phasenumkehrröhre (Kathodyn- Stufe) eine Gemeinsamkeit mit dem Electro-Voice Gerät. Lediglich die Endröhren EL34 sind wieder wie bei Funkschau oder de Cneudt geschaltet, jedoch mit deutlich grösseren Bypass Kondensatoren an den Kathoden (C511, C512 = 500uF). Wegen der Endstufentreiber (2 x EF86 pro Endstufe) und wegen einiger anderer Extras kommt das Gerät auf die stattliche Zahl von 18 Röhren. Alle verwendeten Bauteile waren mit 1% für die damalige Zeit relativ eng toleriert, nicht zuletzt, um die erforderliche Symmetrie in der Endstufe möglichst sicher zu halten. Die Ausgangsübertrager sind kräftig dimensionierte Schnittbandkerne aus kornorientierter Spezial-legierung, mit vergleichsweise hoher Anfangspermeabilität.
Vielleicht wegen des hohen materiellen Aufwands und des damit verbundenen hohen Verkaufs-preises (DM 2240,- war 1965 viel Geld) oder vielleicht auch wegen der Stabilitätsprobleme bei sehr tiefen Frequenzen konnte MEL nur etwa 60 Geräte produzieren, bevor die Firma die Produktion einstellte. Tatsächlich hat die Firma nur vom 01.10.1964 bis zum 31.12.1965 existiert, wie aus der mir vorliegenden Gewerbeabmeldung bekannt wurde.
Leider neigt der Pic-35 ebenfalls zum "Wummern" (aber nur bei voller Lautstärke), Grund dafür ist wie bei Electro-Voice die Verwendung einer Kathodynstufe* zur gegenphasigen Ansteuerung der Treiberröhren. Auch sind die EL34 bei voller Lautstärke schnell überlastet, was sich an rotglühenden Anodenblechen abzeichnet. Da der Ausgangswiderstand einer Kathodyn-Stufe anodenseitig bzw. kathodenseitig nicht genau gleich gross ist, ist die Grundbedingung für eine exakt symmetrische Ansteuerung der Endröhren nicht mehr erfüllt, was sich hier aber nicht so schädlich wie bei Electro-Voice auswirkt, da die EF86 als Pentoden geschaltet sind, was die Anodenrückwirkung auf die Eingangskapazität klein hält. Abgesehen von o.g. Problem bei hoher Lautstärke ist der MEL Pic-35 ansonsten ein hervorragend verarbeitetes Gerät.
* Siehe Anhang 1

1967:
In der Funkschau Heft 24 [17] wird von Dipl. Ing. Wulf Alex noch einmal das Thema “PPP“ aufgegriffen, diesmal im Zusammenhang mit der Berechnung von Gegentakt-Ausgangsübertragern.

Hierbei wird der Berechnungsweg von Anfang an aufgezeigt und mit praktischen Beispielen für einen PPP-Übertrager ergänzt, wobei Werte für Leistungen von 15W (2 x EL84) über 20Watt (2 x EL34) bis 40Watt (2 x EL503 Id=3461) und für 3 verschiedene untere Frequenzen (40Hz, 20Hz, 10Hz) in einer Tabelle dargestellt sind. w_ges steht dabei für die Gesamt-Primärwindungszahl, w_16Ω steht für die Windungszahl der 16 Ω Ausgangswicklung. Bemerkenswert: Trotz des Hinweises auf den bereits bekannten “20-W-PPP-Verstärker mit zwei Röhren EL34“ kommt Hr. Wulf Alex mit seinen Berechnungen (Tabelle rechts) auf einen anderen Kerntyp für diesen Verstärker, einen M102a (für fu = 40Hz ) und mit 768 Wdg auch auf deutlich mehr statt der früheren 650Wdg !
Der 1957 von Engel, Wiesbaden angenommene Typ M85a dürfte daher für eine untere Grenzfrequenz von 40Hz gerade noch geeignet gewesen sein. Das deckt sich auch mit den Berechnungsgrundlagen der Fa. Telefunken [18], die anhand der aufgestellten Formeln ebenfalls von einem grösseren Kern ausgehen. Hierin liegt evtl. ein Teil der Ursachen für die bereits beschriebenen Instabilitäten (siehe auch Anhang 5). Abgesehen davon finden sich in den von Wulf Alex aufgestellten Formeln auch noch Fehler, die zu falschen Ergebnissen bei der Berechnung führen.

1967:
Auch mit Transistoren liess sich eine PPP-Endstufe aufbauen. In der Funkschau Heft 2 [21] wird eine PPP-Endstufe mit 2 Endtransistoren 2N3055 beschrieben. Die Endstufe benötigt 2 schwebende Stromversorgungen 24V für die Endtransistoren plus eine 30V Spannung für die Vorstufe. Sie ist für eine Sinusdauerleistung von 15W ausgelegt.Die Vorstufe besteht aus einem einfachen Differenzverstärker der bei 2Vss Eingangsspannung die für die Endstufen nötige Ausgangsspannung von ca. 47Vss generiert. Über die beiden Dioden FD200 wird die erforderliche Basisvorspannung an die in Darlingtonschaltung gekoppelten Endtransistoren gelegt. Der 250Ω Regler sorgt für die Ruhestromsymmetrierung, der 5kΩ Widerstand symmetriert die Signalspannung und der 50kΩ Trimmer ist für die 0-Punkt Einstellung der Vorstufe. Die beiden NTC-Widerstände dienen der Temperaturkompensation. Wenn der Ruhestrom in beiden Endstufenhälften gleich gross ist, heben sich die Brummspannungen der einfachen Netzteile gegeneinander auf. Mit dem Erscheinen leistungsfähiger komplementärer Endtransistoren verlor diese Schaltung an Bedeutung.

1987:
Im Dezember dieses Jahres stellte die "Funkschau" ein Remake des 1957 vorgestellten Verstärkers mit 4 x EL84 (Id=412) statt 2 x EL34 vor [9], allerdings nunmehr mit einem deutlich grösseren 2.2uF-Kondensator (!) zur wechselspannungsmässigen Erdung des zweiten Differenzverstärker-Eingangs.
Ausserdem fehlte jetzt das 1957 von Hr. Kühne angewandte Korrekturnetzwerk für den Frequenzgang am Eingang völlig (anm.: das war ja auch nur eine "Krücke") .
Wegen des geringeren Eingangsspannungsbedarfs der Endröhren im Vegleich zur EL34 konnten die Gitterableitwiderstände mit nunmehr 100kΩ deutlich kleiner gemacht werden.

Grund für die Abkehr von den Überlegungen von 1957 dürfte die Erkenntnis gewesen sein, dass mit deutlich grösseren Kapazitäten die Phasendrehung am unteren Audio-Ende nicht so gross ausfällt, dass daraus wiederum eine Schwingneigung entsteht.
Aus dem gleichen Grund war der Eingangskondensator (220nF) jetzt 11 mal grösser und auch der Koppelkondensator zum Kathodenfolger 2.5 mal so gross wie zuvor (vgl. Schaltung von 1957, weiter oben), was den Phasengang am unteren Ende des Frequenzbereichs etwas verbessert. Leider wurden dazu auch in diesem Artikel keinerlei Ausführungen gemacht.
Auch diese Schaltung wurde in einer Simulation getestet, wobei sich zeigte, dass die Probleme mit dem Phasengang immer noch nicht vollständig beseitigt waren.
Daran ändert auch nichts, dass diese Schaltung nunmehr mit 4 Endröhren EL84 aufgebaut wurde, vermutlich wegen der 1987 besseren Verfügbarkeit.
Für diese Schaltung wurde in der gleichen Funkschau-Ausgabe sogar ein Platinenlayout zum Nachbau veröffentlicht.
Auch diese Schaltung neigt zum Erzeugen gedämpfter niederfrequenter "Nachschwingungen" bei Anregung durch einen einzelnen starken Impuls am Eingang.
Einer der Gründe dafür sind die beiden Koppelkondensatoren 150nF zur Endstufe: diese beiden sorgen für eine immer noch recht starke Phasendrehung am unteren Ende des Frequenzgangs, was in Verbindung mit dem Ausgangsübertrager zu Phasendrehungen bis fast 180° führt.
Andererseits führt eine Vergrösserung der beiden Kondensatoren zu Problemen beim "Hochfahren" der Endstufe (getrenntes Einschalten der Hochspannung bei vorgeheizten Röhren), was in einer Simulation sichtbar wurde:
Bis zur vollständigen Aufladung der beiden Koppelkondensatoren sind die Endstufenröhren mit Gitterstrom angesteuert und damit über dem Limit des maximalen Anodenstroms. Das kann zur Herabsetzung der Lebensdauer der Endröhren führen.

1988/1989:
Im Elrad Magazin 12/1988 und 1/1989 erschien ein Artikel über eine PPP-Endstufe hoher Leistung (100W), ganz ähnlich wie die zuvor erwähnte Schaltung der Funkschau aufgebaut, jedoch mit 6 x EL34 in der Endstufe. Dieser Verstärker verwendete einen Eingangsübertrager, offenbar, weil die geringe Verstärkung der Vorstufe nicht für eine Vollaussteuerung mit Normpegeln ausreichte. ausserdem hat der Ausgangsübertrager galvanische Trennung. Die Arbeitspunkteinstellung wurde durch kapazitiv überbrückte Kathodenwiderstände wie bei Betriebsart AB erreicht, womit der Arbeitspunkt laut Autor eher auf A denn als auf AB eingestellt sein sollte. Die Betriebsspannung der Vorstufe war mit Zenerdioden stabilisiert.

1990:
In der Finnischen Zeitschrift “Hifi-lehti“ [26] erscheint im Dezember ein Artikel über Köykkä's Verstärker OP-3 (Id204446 ), der u.a. auch einen Teil der Schaltung zeigt, hier insbesondere die Endstufe, die über eine besonders interessante Neuerung ver-fügt. Im Gegensatz zu früheren Schaltungen konnte hier auf die ansonsten unvermeidliche doppelte Stromversorgung verzichtet werden. Dies wurde durch Einführung zweier weiterer Wicklungen (A, B, s. rechts) im Ausgangsübertrager bzw. in der Ausgangsdrossel erreicht. In der Schaltung habe ich für ein besseres Verständnis die Strom-laufwege bei aktiver oberer Endröhre eingezeichnet, wobei sich zeigt, dass immer alle vier Teilwick-lungen A,B,C,D gleichzeitig zur Verstärkung beitragen. Dabei ist der Wicklungssinn der beiden Wicklungen C+D gleich, derjenige der Wicklungen A+B jedoch entgegengesetzt (!), über die beiden 10μF-Kondensatoren fliesst ein Teil (grüne Pfeile) des (Primär-)Stroms.

1995-2003:
Im Elektor-Verlag erschien ein Buch [19], das neben Schaltungsvorschlägen für konventionelle Endstufen auch solche für PPP-Endstufen enthält. Die dort präsentierten PPP- Schaltungen sind eine Weiterentwicklung der Schaltung aus dem Elrad Magazin. Hier wurde mit einer festen negativen Vorspannung bezogen auf die Kathoden der jeweiligen Endröhren gearbeitet, die für jede der beiden Endröhren getrennt erzeugt wurde, das entspricht eher einer Betriebsart Klasse B. Dadurch konnte die Betriebsspannung besser genutzt werden, was den Wirkungsgrad ansteigen liess. Dennoch hatte jede Endröhre einen Kathodenwiderstand zur Linearisierung per Stromgegenkopplung und zum Ausgleich von Röhrentoleranzen untereinander. Die globale Gegenkopplung schloss im Gegensatz zu allen anderen Konzepten NICHT den Ausgangsübertrager mit ein, nicht zuletzt weil dieser aufgrund seiner Bauart (MD74) zwar in der Lage war, die Ausgangsleistung zu übertragen, jedoch nicht genug Eigeninduktivität unter Volllast mitbringen konnte um die Phasendrehung bei der unteren Grenzfrequenz und damit eine mögliche Selbst-erregung zu verhindern (gemäss dem Artikel von Hr. Wulf Alex [17] hätte ein Übertrager MD74 bei weitem nicht genug Eisen um eine solche Phasendrehung zu minimieren).
Als Treiber für die Endröhren diente eine als Differenzverstärker geschaltete ECC81, begründet wurde das mit einer gewünschten niedrigen Ausgangsimpedanz des Treibers. Da aber der Eingangswiderstand des Kathodenfolgers bzw. der Anodenbasis-Schaltung bei Bezug des Gitterwiderstands direkt auf die Kathode bzw. die Primärseite des Ausgangsübertragers (= Bootstrapped) um den Faktor 1/(1-Gain) deutlich grösser ist [22] als wie beim Anodenfolger bzw. der Kathodenbasis-Schaltung und weil dies analog auch für die Eingangskapazität mit Ce = Cgk/(1-Gain) gilt [22], ist ein Treiber mit niedrigem Ausgangswiderstand gar nicht erforderlich. Das könnte zugunsten einer Treiberröhre mit geringem Durchgriff bzw. grosser Verstärkung genutzt werden.
Der Kondensator am zweiten Differenzverstärker-Eingang wurde mit 22uF gegen Masse relativ gross gewählt, da aber der Widerstand vor dem Kondensator nur 33kOhm hat, ergibt sich eine ähnliche Zeitkonstante wie bei einer Kombination von 1MOhm und 680nF gegen Masse.
Die Anfangsstufe besteht aus einer Kathodenbasisstufe mit angehängtem Kathodenfolger wie beim Bauvorschlag von Hr. Kühne [3], allerdings mit grösseren Koppelkondensatoren.
Der Klirrfaktor unter Volllast wurde mit bis zu 2.8% angegeben, Hauptursache dafür ist gemäss einer Simulation der mit 2.7kΩ viel zu kleine gemeinsame Kathodenwiderstand der ECC81, der für ungleich grosse Treiber-Ausgangsspannungen sorgt. Das “Hochfahren“ der Versorgungsspannung bei vorgeheizten Röhren würde laut Simulationsergebnis zu kurzfristigen hohen Überlastungen der Endröhren EL34 führen, soweit erkennbar wird das Gerät aber nicht mit einer verzögerten Einschaltung der Hochspannung angeboten, wodurch sich dieser gefährliche Zustand möglicherweise gar nicht erst einstellt.
Das chaotische Hochfahrverhalten liesse sich aber durch wenige Veränderungen deutlich verbessern, wie sich in einem erweiterten Simulations-Versuch zeigte. Ob Feedback zum Einsatz kommen soll, überlässt man dem Anwender, wobei das Feedback nur an der Primärseite des AÜ abgegriffen wird (was vermuten lässt, dass auch hier der AÜ für eine unerwünschte Phasendrehung mit Resonanzerscheinungen bei Feedback sorgen dürfte).

2003-2013:
Auch das “tubecad“ Magazin beschäftigte sich mit der “circlotron“ Schaltung, wobei auch hier erst einmal der Zusammenhang zwischen Gewinnung der phasengedrehten Spannungen und dem Gesamtverhalten der Endstufe nicht erwähnt wurde. Auch wurde z.B. unter der Bezeichnung “Brazilian OTL“ eine Schaltung veröffentlicht, die die gleiche kritische Beschaltung bei der Differenzverstärkerstufe mit zu kleinem Kondensator zeigte. Da eine OTL-Endstufe aber keinen AÜ hat, wirkt sich das in diesem Fall nur wenig auf den Phasengang bei tiefen Frequenzen aus.

2014:
Stefan Junghans bringt auf der Homepage von Valve-Innovation zwei Whitepaper, die einen kleineren Teil der von mir erwähnten Hinweise zur Geschichte enthalten und (unabhängig von meinen Gedanken) ebenfalls auf die Bedeutung der Symmetrie bereits in der Vorstufe hinweist. Hr. Junghans schlägt als Garant für eine bessere Symmetrie einen automatischen Ruhestromabgleich mit Hilfe eines Mikroprozessors vor, was auf Puristen aber möglicherweise abschreckend wirken dürfte.

Fazit:

Beinahe alle bislang beschriebenen PPP-Schaltungen sind problematisch, was den Phasengang am unteren Ende des Frequenzbereichs betrifft, die meisten Geräte arbeiten nicht wirklich stabil (ausgenommen vielleicht das Konzept von Hr. Junghans).

Weitere Gründe für Probleme waren z.B.

1. Thermal Runaway (thermisches Weglaufen der Endröhren), u.a. wegen der hochohmigen Gitterwiderstände der Endröhren, in Verbindung mit den Eigenschaften der Koppel-kondensatoren konnte jeder noch so kleine Reststrom dieser Kondensatoren zu überhöhten Ruheströmen der Endröhren führen.

2. Neigung zur Selbsterregung mit (beinahe unhörbar) niedrigen Frequenzen, der Phasengang aller beteiligten Koppelglieder bis zur Endröhre und zusammen mit dem AÜ betrug frequenzabhängig teilweise über 180°, was bei Rückkopplung mit erfüllter Phasenbedingung zur Selbsterregung führt oder zumindest zur Anregung gedämpfter Schwingungen (Wummern). Zusätzlich steigt durch die Selbsterregung mit tiefsten Frequenzen die Belastung der Endröhren deutlich.

3. Kurzzeitige Überlastung der Endröhren beim Einschalten der Versorgungs(hoch)spannung wegen Ladevorgängen an den Koppelkondensatoren zur Endröhre. An diesen Kondensatoren stehen im Betrieb relativ hohe Gleichspannungen, was während dem Einschalten und den damit unvermeidlichen Ladevorgängen zu kurzfristig positiven Gitterspannungen an den Endröhren führt, verbunden mit einem sehr hohen Anstieg des Anodenstroms.

4. Schlechte Eigenschaften der Koppelkondensatoren konnten zur Überlastung der Endröhren führen (Kriechströme im Dielektrikum), insbesondere im hohen Alter der Kondensatoren.

5. Toleranzen aller verwendeten Bauteile inklusive der Röhren von der Vorstufe bis zu den Endröhren können die so wichtige Symmetrie der Ansteuerung verringern und damit die dynamischen Eigenschaften der Endstufe dramatisch verschlechtern (höherer Klirrfaktor und höhere Neigung zur Selbsterregung).

6. Das Zusammenspiel ALLER den Frequenzgang bestimmenden Elemente inklusive des Ausgangsübertragers sind nicht sauber aufeinander abgestimmt

7. Die Primärspannung am Ausgangsübertrager erreicht bei Ausgangsleistungen >20W und Endröhren wie z.B. EL34 schnell Spitzenwerte, die eine galvanisch getrennte Heizspannungsversorgung der End- und Treiberröhren erforderlich macht, ansonsten werden die zulässigen Ufk-Werte normaler (E-) Endröhren unter Vollast deutlich überschritten.

Die obigen Punkte a) bis c) zeigten sich bei Electro-Voice Geräten, für die nachträglich Modifikationen durchgeführt wurden wie z.B.

a) Endröhren-Gitterwiderstände verkleinern, um "thermal Runaway" zu verhindern, aber auch

b) Koppelkondensatoren zu den Endröhren vergrössern, um die Zeitkonstante wieder zu vergrössern, wobei b) die Massnahme a) teilweise (beim Einschalten) wieder aufhob.

c) verkleinern der Koppelkondensatoren hinter der Kathodyn-Stufe, was wohl Selbsterregung verringern sollte, sich aber wiederum negativ auf den Phasengang insgesamt auswirken musste.

Problemlösung?

Eine Lösung des Problems scheint fast unmöglich, weil wenn man bei gegebener Architektur an der einen Stelle schraubt, verschlechtert sich automatisch etwas an anderer Stelle. Meine Meinung hierzu: Je einfacher die Schaltung, desto komplexer das Verhalten derselben in Grenzbereichen, insbesondere bei Anwendung von negativem Feedback.

Wie könnte eine Lösung des Problems aussehen?

Die Originalschaltung von Valvo habe ich, wie unten zu sehen, mit LTspice simuliert, wobei

die Modelle aus Tubelib.inc verwendet wurden. Zusätzlich wurden die Wickeldaten des Ausgangs-transformators aus [3] verwendet, aus diesen liessen sich die benötigten Parameter für eine Simulation erzeugen (Anm.: die Nichtlinearität der AÜ-Kennlinie bei hohen Leistungen ist im Simulationsmodell nicht eingeschlossen, dies ist in der Praxis durch entsprechende AÜ-Auslegung aka “Leistungsreserven“ vorab auszuschliessen)

Anstelle der Einfachgleichrichter wie bei Valvo habe ich zwei Brückengleichrichter vorgesehen, dadurch spielt die Polung der Netztrafo-Sekundärspannung keine Rolle mehr, ausserdem ist die Brummspannung dann in manchen Schaltungsteilen deutlich geringer, was die Simulationszeit verkürzen hilft.
Der Einfachheit halber wurde nur der 16Ω Ausgang des AÜ modelliert, aber mit dem passenden 16Ω Abschlusswiderstand belastet.
Auf den Eingangskondensator habe ich bewusst verzichtet, da dieser den in der Simulation verwendeten 10Hz Rechteckimpuls zu stark differenziert hätte.
Im Voraus muss gesagt werden, dass der Toneburst mit minimalen Verzerrungen verstärkt wird, was die prinzipielle Qualität des PPP-Konzepts bestätigt (siehe Anhang 2).
Aber: Bereits beim Hochfahren der Betriebsspannung (Röhren sind quasi vorgeheizt, die Modelle simulieren keinen Effekt der Heizung) zeigten sich Instabilitäten, die ich mit der richtigen Dimensionierung der "Starthilfe" (rechts unten im oberen Bild) zunächst einmal auf ein Minimum reduziert sehen wollte.
Damit waren die Voraussetzungen für einen halbwegs statischen (Ruhe-)Zustand als Ausgangsbasis gegeben. Beaufschlagt habe ich die so präparierte (nicht nachbaufähige) Schaltung mit:

1. einem Toneburst von 1kHz (100 Schwingungen) bei 1.6Vpp Amplitude, dabei wird die Maximalleistung von 20W knapp überschritten (signal “V(out)“ in brauner Farbe, bei t= 3sec, Grafik unten).

2. mit einer Einzelschwingung (Rechteck mit Flankenanstiegszeit) von 10Hz bei 0.4Vpp (bei t= 4.8sec).

Schon bei a) zeigt sich (t= 3sec bis t= 3.1sec), dass die Schaltung etwas aus ihrem inneren Gleichgewicht gebracht wird, zu erkennen an den etwas stärkeren Abweichungen der Anodenströme der beiden Treiber-röhren U2 und U3 voneinander (Farbe: Pink und Grau), die sich wie bei einer gedämpften Schwingung langsam wieder auf Gleichheit zurück bewegen. Bei den Anodenspannungen von U2 und U3 hingegen (Farbe rot und cyan, ganz unten) fällt das längst nicht so sehr auf.

Im Fall b) (t> 4.8sec) fällt das Ungleichgewicht sehr viel deutlicher aus und es dauert einige Sekunden, bis sich die Schwingung wieder zurück entwickelt, hier sind der Übersicht halber nur die ersten 5 Halbschwingungen zu sehen (t = 4.8sec bis 8.0sec), die Frequenz dieser Schwingung ist etwa 0.83Hz.

Je nach Grösse der Koppel- bzw. Bypasskondensatoren entstehen Frequenzen zwischen 0.5Hz und wenigen Hz, die das weiter oben erwähnte “Wummern“ erklären.
Am Ausgang entsteht durch die Schwingungen eine Amplitude von <0.5V und nur wenige mA Strom zum Lautsprecher, weswegen diese Schwingungen akustisch nur wenig wahrnehmbar sein werden, sie verschieben jedoch die Arbeitspunkte der Endröhren im Takt dieser Schwingungen was zu unerwünschten Modulationseffekten führen kann.

Da die Firma Valvo mit 150μF im Kathodenzweig der Endröhren einen eher ungewöhnlich kleinen Bypasskondensator (vgl. MEL Pic35 = 500μF) vorgesehen hatte, wollte ich wissen wie sich die selbe Schaltung mit den 250uF verhält, wie sie z.B. bei Funkschau angegeben waren.

Mit Bypasskondensatoren von 250uF beginnt die Endstufe bereits zu schwingen, weil die Phasendrehung aus Vorstufe, Treiber, Endröhre zusammen mit der Phasendrehung des AÜ die 180° erreicht.
Die Ursache waren aber nicht die Bypasskondensatoren der Endröhren sondern einerseits der Bypasskondensator der Differenzverstärkerstufe, der ja 1987 auch vom Funkschau-Autor auf 2.2uF vergrössert wurde, andererseits die Koppelkondensatoren zwischen Treiber und Endröhren, die, auf 0.47uF vergrössert, plötzlich ein wesentlich besseres Gesamtverhalten der Schaltung erkennen liessen.

Abbildung Spannungen/Ströme mit 0.47uF Koppelkondensatoren und 2.2uF Differenzverstärker- Bypass.

Ein Verhalten ganz ohne gedämpfte Schwingungen liess sich selbst mit weiter vergrösserten Treiber-Koppelkondensatoren nicht realisieren.

Um die Probleme noch besser in den Griff zu bekommen musste mehr getan werden. Eine weitere Simulation sollte dies dann auch bestätigen.

An den Eigenschaften des Ausgangsübertragers konnte nicht viel ohne eine Verschlechterung der Übertragungsbandbreite oder eine deutliche Vergrösserung der Abmessungen geändert werden.

Daher wurde anstelle der AC-Kopplungen in den Vorstufen (wie bei Funkschau oder Valvo) eine symmetrische Differenzverstärkerstufe mit vollständiger DC-Kopplung bis zu den Koppelkon-densatoren der Endröhre aufgebaut. Das wäre in der Praxis auch ohne weiteres mit Hilfe der zweiten, von Valvo ungenutzen Hälfte der Vorstufenröhre ECC83 möglich. Die nunmehr zwei Differenzverstärker erhielten einen “long tailed“ Kathoden-widerstand bei einer Versorgungsspannung von -150Volt. Die negative Versorgungsspannung vergrössert natürlich den Aufwand beim Netztrafo, es ist wegen des geringen Strombedarfs dieser Spannung aber möglich, diese auch mit Hilfe von Trennkondensatoren und Brückengleichrichtern aus den Hauptspannungen zu generieren, oder über einen Sperrschwinger (auch mit Röhre!) aus der positiven Versorgungsspannung zu erzeugen.

Ergebnis:
Die Phasenreserve (Phase-Margin) bei kleinster Frequenz wurde deutlich grösser, was sich auch sofort in einer noch geringeren Schwingneigung bemerkbar machte.

Das war noch nicht das bestmögliche Ergebnis, daher wurden versuchshalber die Koppel-kondensatoren C5 und C6 zur Endstufe durch “fliegende“ Gleichspannungsquellen (was in einer Simulation einfach ist) ersetzt.
Damit waren tatsächlich die zuvor beschriebenen Probleme auf ein vernachlässigbares Minimum reduziert.
Um nicht wirklich “fliegende“ Gleichspannungsquellen verwenden zu müssen, mussten für beste Ergebnisse also auch die Koppelkondensatoren zu den Endröhren nochmals deutlich grösser gemacht werden. Letztendlich wird aber die Kondensator-Grösse ein Kompromiss aus wirtschaftlichen Gründen darstellen.
Grosse Koppelkondensatoren bringen jedoch beim Einschalten der Hochspannung (bei bereits vorgeheizten Röhren) kurzfristig positive Gitterspannungen an die Endröhren. Hier sind Massnahmen zur Begrenzung des Anodenstroms auf zulässige Maxima gefragt, in diesem Fall möglich wäre z.B. ein Kurzschliessen der Endröhren-Gitter durch Reed-Relais während dem "Hochfahren" der Betriebsspannung.
An dieser Stelle bietet das Zechendorff-Design einen Vorteil: wegen der kreuzgekoppelten Vorstufe werden die Treiber (12BH7) jetzt beim “Hochfahren“ der Schaltung kurzfristig voll durchgesteuert, was den zuvor erwähnten Ladevorgang (siehe Fazit: Punkt c) der Koppelkondensatoren deutlich verringert und damit Gitterstrom an den Endröhren fast vollständig verhindert.
Ausserdem ist die Verwendung von Polypropylen-Kondensatoren zwischen Treiber und Endröhren dringend zu empfehlen, da Kriechströme im Dielektrikum, seien sie auch noch so klein, hier zu gefährlichen Veränderungen des Ruhestroms der Endröhren führen können.
Wegen der deutlich geringeren Empfindlichkeit von Polypropylen gegen Feuchtigkeit und wegen geringerer Alterungseffekte gilt das gleiche wie zuvor.

Auch hier bietet das Zechendorff-Design einen Vorteil: wegen der relativ niederohmigen Gitterwiderstände der Endröhren können sich an denselben nicht so schnell zu hohe Spannungen aufgrund von Kriechströmen aufbauen.

Für eine möglichst symmetrische Verstärkung in den Vorstufen sollten "long tailed" Differenz-verstärker mit einer negativen Hilfsspannung sorgen, denn nur eine beinahe 100%ige Symmetrie in der Signalverstärkung verringert die Schwingneigung auf das geringst mögliche. Das gilt übrigens auch für die Cross-Coupled Vorstufe (1. Röhre) im Zechendorff- Verstärker.
Zusätzlich hilft ein unterer Frequenzgang von Vorstufe bis hin zum Treiber (inklusive Kopplung zur Endröhre) von nahe 0Hz bei der Stabilisierung des Arbeitspunkts der Endröhren bzw. bei der Minimierung der unerwünschten Phasendrehung. Ansonsten muss die Primärinduktivität des AÜ deutlich erhöht werden, um den Phasengang weiter zu verbessern, was den Ausgangs-Übertrager natürlich teurer macht.
Eine Beschneidung des Frequenzgangs am unteren Ende sollte grundsätzlich nur VOR der gesamten Endstufe erfolgen, nicht innerhalb des rückgekoppelten Bereichs, ganz besonders bei der Vor- bzw. der Treiberstufe.

Übrigens: die Frage nach der Spannungsdifferenz zwischen Kathode und Heizung wurde bereits 2015 schon einmal diskutiert. Dazu lässt sich folgendes sagen:

Sowohl Philips (AG9006) wie auch Carad (MPAS08), Electro-Voice (A30) und Zechendorff legten die für alle Röhren gemeinsame Heizspannung an Masse, lediglich die Heizspannungen der Gleichrichterröhren waren auf getrenntem Potential.
Bei MEL waren die Heizspannungen der Endröhren aber allesamt galvanisch getrennt vom Rest.
Möglicherweise ist bei der Angabe der Ufk der EL34 (100V) von einem mittleren Wert dieser Spannung auszugehen, seltsam wäre, wenn alle o.g. Hersteller ausser MEL (Langzeit-) Schäden an den Endröhren bewusst in Kauf genommen hätten.
Solange die Ausgangsleistung bei üblichen Endröhren nicht viel mehr als 20-30W beträgt, wird es möglich sein, mit den Primärspannungen am AÜ bei nicht viel mehr als +/-100V zu bleiben. Ansonsten ist es besser Röhren mit P-Heizung zu verwenden, da die viele dieser Röhren ein U_fk von >+/-100V erlauben.
Wer dem Problem mit der Kathoden- Heizspannungsdifferenz ganz aus dem Weg gehen möchte, dem seien folgende Röhren empfohlen:

RCA 6CA7 = Ufk von +/-200V (RCA Receiving Tube Manual, RC29) als Ersatz für die EL34

RCA 12AX7A = Ufk(pk) von +/- 200V als Ersatz für die ECC83 (RCA Receiving Tube Manual, RC29),

Ferranti ECC83 = Ufk von 180V (Ferranti Technical Handbook Valves and Cathode Ray Tubes 1957)

Überhaupt ist, wie schon Electro Voice zeigte, der Einsatz unterschiedlichster Endröhren bei nur wenigen Anpassungen möglich.

Ein Nachbau eines PPP-Verstärkers ist allerdings wegen der vielen, weiter oben beschriebenen Stolpersteine nichts für einen unerfahrenen Bastler, nicht zuletzt muss darauf hingewiesen werden, dass einige der in der Simulation gezeigten Messungen an einer PPP-Endstufe in der Praxis gar nicht bzw. nur unter Gefahr für den Messenden durchführbar sind. Die allgemeinen Sicherheitsregeln sind unbedingt zu beachten!

Literaturhinweise:

[1] Radio-Magazin 1955, No. 4, s. 101

[2] Fritz Kühne, Hifi Schaltungs- und Baubuch, RPB 35 (4.+5. Auflage), 1961, Franzis-Verlag, s. 32-35

[3] Fritz Kühne, "20W Hifi Verstärker PPP20", Funkschau 1957, Heft 2, s. 39

[4] Fritz Kühne, "PPP Verstärker mit 2 x EL84", Funkschau 1957, Heft 5, s. 131

[5] Elsner, J, "20W PPP Verstärker in Kleinbauweise", Funkschau 1960, Heft 18, s. 459

[6] Alfred Zechendorff, "PPP-Kinoverstärker mit kreuzgekoppelter Vorstufe", Funkschau 1960, Heft 9, s. 233

[7] J. N. van Scoyoc and G. F. Warnke, "A D-C Amplifier with Cross-Coupled Input * ", Electronics, February 1950, s.

[8] "35W PPP-Verstärker mit 2 x EL34", Valvo Brief, November 1961, No. 5

[9] "30W PPP-Röhrenendstufe", Funkschau 1987, Heft 24, s. 66

[10] Alexander Potchinkov, “Simulation von Röhrenverstärkern mit SPICE“, 2009, Vieweg + Teubner, s.138-146

[11] R. E. Aitchison, "A New Circuit for Balancing the Characteristics of Pairs of Valves", Electronic Engineering, May 1955, pp. 224-226

[12] “Verstärker Röhren für Elektronik“, Telefunken, 1961/62

[13] “Electron Tube Manual“, Volume 1, Philips, 1964, Abschnitt “Applications Directions“ bzw. “Anwendungsrichtlinien“

[14] “Technical Handbook, Book 2, Valves and Tubes, Part 1“, Mullard Limited, Sept. 1969

[15] J.R. MacDonald, “An AC Cathode-Follower Circuit of Very High Input Impedance“, The Review of Scientific Instruments, Volume 25, Number 2, February 1954, pp. 147-147

[16] Burkhard Vogel, “How to Gain Gain“ (Balanced differential Gain Stage), Springer 2008, pp. 223

[17] Dipl. Ing. Wulf Alex, “Berechnung von Gegentakt-Ausgangsübertragern“, Funkschau 1967, Heft 24, pp.767-769

[18] Telefunken Laborbuch, Band 1 (Nf-Ausgangsübertrager für Röhren-Endstufen), 1957, pp. 174ff

[19] Gerhard Haas, “High End mit Röhren“, Elektor Verlag, 6. Auflage 2003

[20] Werner W. Diefenbach, “Verstärkerpraxis“, Verlag für Radio-Foto-Kinotechnik GmbH, Berlin-Borsigwalde, 1954, pp. 28+29

[21] Dipl.Phys. Jürgen Gullasch, “Eine Transistor-Kompaktendstufe nach dem PPP-Prinzip“, Funkschau 1967, Heft 2, s. 40

[22] Elmar Kunze, “Der Anodenbasisverstärker in Theorie und Praxis“, Radio und Fernsehen 1, 1957, s. 23-27

[23] Hütte IV B (Elektrotechnik, Teil B, Fernmeldetechnik), Verlag Wilhelm Ernst & Sohn, Berlin·München 1962, pp. 438

[24] Dr. B. G. Dammers, Ing. J. Haantjes, J. Otte und Ir. H. van Suchtelen, “Anwendung der Elektronenröhre in Rundfunkempfängern und Verstärkern, BUCH 2 (NF-Verstärkung, Endstufe und Speisung), N.V. Philips Gloeilampenfabrieken – Eindhoven, 1951, pp. 82 – 84

[25] Peter G. Sulzer, “A Survey of Audio-Frequency Power-Amplifier Circuits“, Audio Engineering, May 1951, pp. 15+ 46-48

[26] Koonut Martti Tala, “Suomalaisen HIFIN Lähteillä“, HIFI-lehti, 12/1990 joulukuu, pp. 36-39 + 42-43

[27] “Verstärker mit einfachem Ausgangsübertrager“, Funk-Technik, Rubrik: Zeitschriften und Bücher, 7/1953, pp. 220

[28] Kurt Schlesinger, “Cathode Follower Circuits“, Proceedings of the I.R.E., December 1945, pp. 843-855

[29] W. Mache, “MEL PIC-35, ein neuer deutscher Hochleistungsverstärker“, Hifi Stereophonie, November 1964, pp. 536

[30] Rü., “Stereoverstarker MEL PIC-35“, Hifi Stereophonie, 12/1965, pp.736

* designed and constructed under Ordnance Contract No. W-ll-022-0RD-1l319 for Ballistics Research Laboratories of Aberdeen Proving Ground

Anhang 1:

Warum die Ausgangswiderstände einer Kathodyn-Stufe nicht gleich gross sind:
Für die Berechnung des kathodenseitigen Ausgangswiderstands gilt [10]:

Rk ║ Ri+Ra bzw. bei grossem μ näherungsweise Ri+Ra

1+μ 1+μ

Für die Berechnung des anodenseitigen Ausgangswiderstands gilt:

Ra ║ (Ri+(1+μ)*Rk)

Im Falle einer ECC83 Kathodynstufe mit je 100kΩ Ra und Rk und bei Ub=250V bedeutet das:

Ausgangswiderstand kathodenseitig: 1579 Ω
Ausgangswiderstand anodenseitig:  99026 Ω

Im Falle einer ECC82 Kathodynstufe mit je 10kΩ Ra und Rk bedeutet das:

Ausgangswiderstand kathodenseitig: 895 Ω
Ausgangswiderstand anodenseitig:  9494 Ω

Wenn die anoden- und kathodenseitigen Ausgänge eine jeweils gleich grosse Last treiben müssen, die nicht deutlich grösser als das 10fache des anodenseitigen Ausgangswiderstands ist, entstehen folglich unterschiedlich grosse Ausgangsspannungen. Damit ist keine Symmetrie der Ausgangssignale mehr gewährleistet. Beim Treiben einer kapazitiven Last wie z.B. der Gitter-Kathoden-Kapazität bzw. der Cga (bei Trioden) einer nachfolgenden Röhre entstehen weitere frequenzabhängige Unsymmetrien [10, 16] diese sind zusätzlich zu berücksichtigen.

Anhang 2:

Simulationsergebnisse der optimierten (symmetrischen, “long tailed“) Valvo-Schaltung inklusive einer stabilisierten Vorstufen- Anodenspannung:

Für brauchbare Ergebnisse der Fourieranalyse wurde eine Schrittweite von <1/10 der Schwingungsdauer der 9ten Harmonischen gewählt, nachfolgend die LTspice Ergebnisse:

Eingangsspannung inpp:        PP(v(in))=1.4133 FROM 0 TO 0.0999991
Eingangsspannung acin:        RMS(v(in))=0.49943 FROM 0 TO 0.0999991
Ausgangsspannung acout:     RMS(V(out+)-V(out-))=17.1664 FROM 0 TO 0.0999991
Ausgangsstrom ioutrms:        RMS(i(R1))=1.14442 FROM 0 TO 0.0999991
Ausgangsleistung pwrout:      ioutrms*acout=19.6456
Verstärkung RMS gain:           acout/acin=34.3719
Verstärkung in dB dbgain:       20*log10(gain)=30.7241
Ausgangsspannung outpp:     PP(v(out+)-v(out-))=48.664 FROM 0 TO 0.0999991
Verstärkung PkPk gain_pp:     outpp/inpp=34.4328
Verstärkung in dB dbgain_pp: 20*log10(gain_pp)=30.7395

Eine Klirrfaktor Analyse bei 1kHz ergab folgende Werte:

Fourier components of I(r1)
DC component:0.000846437 (Anm.: DC Offset = annähernd 0)

Total Harmonic Distortion: 0.070032% (Anm.: bei 19.646 Watt Ausgangsleistung!)

Klirrfaktor bei 10kHz:

Fourier components of V(out)
DC component:0.00898739

Total Harmonic Distortion: 0.194449% (gleiche Ausgangsleistung wie bei 1kHz)

Nachfolgend der Klirrfaktor bei 20kHz und vollen 35Watt Ausgangsleistung:
total 0.581537% (k1 – k9)Gut zu erkennen: k3 und k5 tragen den grössten Anteil am (sehr kleinen) Klirrfaktor, k3 ist < -60dB und k5 immer noch < -47dB.
Für manche Personen mag der etwas höhere Anteil von k3/k5 unerwünscht sein, das lässt sich zum Preis eines höheren Gesamtklirrfaktors aber ausgleichen, indem der Kathodenwiderstand der Differenzverstärkerstufen soweit verringert wird, dass nunmehr k2 und k3 gleich stark im Spektrum vertreten sind.

Anhang 3:

Mit der nachfolgenden Test-Schaltung wurde die Eingangsimpedanz der Endröhren im Vergleich zu Anodenfolgern gemessen, was in der Simulation gefahrlos und mit relativ guter Genauigkeit durchgeführt werden kann. Dabei habe ich bewusst auf die Vorstufe verzichtet, um deren Quellwiderstand zu eliminieren.
Jetzt wurde, zuerst bei der PPP-Endstufe, die RMS-Spannung an der Anode der Treiberröhre durch den über den Kondensator zur Endröhre fliessenden RMS Strom geteilt, was die zugehörige Eingangsimpedanz ergibt.
Die gleiche Messung wurde anschliessend bei den Endröhren als Anodenfolger mit nunmehr fester Treiber-Anodenspannung wiederholt.
Dabei zeigte sich, dass die Anodenfolger-Endstufe bei 1kHz eine Eingangsimpedanz von 555kΩ aufwies (logischerweise entsprechend nahe dem Gitter-Kathodenwiderstand), während die Eingangsimdedanz des Kathodenfolgers mit 4.52MΩ fast 9mal grösser zu messen war.
Das entspricht auch der Berechnung in [16] , Seite 30, die für einen Kathodenfolger mit Bezug des Gitterableitwiderstands auf die Kathode selbst (Bootstrapped Input Resistance) einen um 1/(1-Gain) grösseren Eingangswiderstand prognostiziert. Gleiches gilt für die Eingangskapazität, die um den gleichen Faktor deutlich kleiner ausfällt, mit ein Grund für den guten Frequenzgang am oberen Ende.(In [28] wird sogar berichtet, dass unter bestimmten Umständen die Eingangskapazität eines “bootstrapped“ Kathodenfolgers negativ werden kann. Das würde den kleinen “Peak“ im Frequenzgang am oberen Ende des Übertragungsbereichs erklären, der den Einsatz eines Gegenkopplungskondensators im pF-Bereich erforderlich macht.)
Infolgedessen war der für Vollaussteuerung aus dem Treiber zur Endröhre fliessende Signalstrom trotz einer für die PPP-Endstufe 17mal höheren Amplitude nur etwa doppelt so gross wie bei der Endstufe mit Anodenfolger. Das bedeutet: die Treiber werden nur wenig mehr belastet.
Die Eingangsimpedanz der Treiberröhren war gleichzeitig nur geringfügig kleiner (1.16MΩ) als diejenige der Treiber einer Anodenfolger-Endstufe (1.85MΩ).

Aus diesem Grund eignen sich Treiber Trioden mit relativ grossem Innenwiderstand bzw. mit kleinem Durchgriff wie die ECC83 durchaus für diesen Zweck. Lediglich die Spannungen zwischen Kathode und Anode an der Treiber Triode überstreichen einen recht grossen Bereich von 60V bis 390V bei Maximalaussteuerung, was die Auswahl an geeigneten Trioden möglicherweise einschränkt. Da der mittlere Anodenstrom aber hierbei nur 350uA beträgt, ist die thermische Belastung im zulässigen Bereich.
Eine weitere Einschränkung der Röhrenauswahl dürfte in der notwendigen grösstmöglichen Gleichheit der Röhrenparameter liegen, hier sind “gematchte“ Röhren zu bevorzugen oder Typen wie die ECC803S (geht übrigens mit bis zu 400V Anodenspannung, siehe [12]) oder ähnliche zu verwenden oder es werden besondere Vorkehrungen getroffen, wie nachfolgend im Anhang 4 beschrieben ist.

Bemerkenswert: Durch die “Mitkopplung“ (oder positives Feedback) der Anodenspannung der Treiberröhre wird die Amplitude der Anodenstromschwankung kleiner als wie bei Versorgung durch eine konstante Betriebsspannung, was bei noch weiter zunehmender Mitkopplung sogar bis zu einem annähernd konstanten Anodenstrom der Treiberröhre führt. Das konnte in einem weitergehenden Versuch festgestellt werden. Übersteigt aber die Mitkopplung den über der Endröhre entstehenden Amplitudenverlust, wird die ganze Endstufe zu einer Kippschaltung.
Bei einem konstanten Anodenstrom der beiden Differenzverstärker Röhren (wie z.B. bei einer Stromquelle als Anodenlast) nimmt ausserdem die Verstärkung einer Differenzverstärkerstufe auf das maximal Mögliche zu, welches deutlich über der Verstärkung mit reinen Anodenwiderständen liegt. Das wurde in [16] wie folgt beschrieben:
“Das Ersetzen der Anodenwiderstände Ra1 und Ra2 durch einen aktiven Ansatz mit Röhren, die als Stromquellen geschaltet sind, wie z.B. die oberen Röhren in einer µ-Follower Schaltung oder wie bei verstärkenden Elementen wie die oberen Röhren in einer Cascode-Schaltung führt zu höherer Verstärkung und – nur im Falle eines µ-Followers – zu niedrigeren Ausgangsimpedanzen.“
Das Mitkopplungsprinzip kann auch dazu genutzt werden, jeder Endröhre einen Kathodenfolger voranzustellen, der durch einen Mitkopplungsfaktor von ca. 1.2 seiner Anodenspannung praktisch keine Eingangskapazität mehr für die vorhergehende Stufe zeigt. Zum Preis einer extra Doppeltriode kann dadurch die Belastung der Treiberröhre fast völlig aufgehoben werden, was dann gleichfalls die Verwendung relativ kleiner Koppelkondensatoren (C5, C6) ermöglicht. Das Prinzip ist in [15] ausführlich beschrieben worden.

Anhang 4

Eine alternative Methode zum Ausgleich von unterschiedlichen Röhrenparametern in Differenzverstärkerstufen wurde in [11] unter Anwendung von Daten aus [12,13,14] beschrieben. Siehe dazu auch dieser Artikel im RM.

Anhang 5:

Der Aufbau der Wicklung eines Spartransformators kann prinzipiell sehr einfach gestaltet sein. In [3] wurde eine Gestaltung wie nebenstehend vorgeschlagen (Bild links).

Es wurde vorgeschlagen, die gesamte Wicklung, mit den unterschiedlichen Drahtdurchmessern aneinander gereiht, in einem Stück ohne Unterbrechung zu Wickeln.

Das ist zwar mechanisch relativ einfach, aber dadurch entsteht eine weitere Unsymmetrie, da dann die eine Endstufenhälfte auf den innenliegenden Teil der Primärwicklung wirkt (mit kleinerem Wickeldurchmessser pro Windung), während die zweite Endstufenhälfte auf den aussen liegenden Teil der Primärwicklung wirkt (mit grösserem Windungsdurchmesser).

Die mechanische Anordnung dieses Vorschlags ist rechts abgebildet.
Folglich sieht die eine Endstufenhälfte einen etwas grösseren Kupferwiderstand als wie die zweite.
Ausserdem dürften auch die magnetischen Wirkungen der beiden Teilwicklungen nicht exakt gleich sein. Das führt zu ungleich grossen DC-Ruhespannungen auf den beiden Teilwicklungen, und wegen der gleichstrommässig ange-schlossenen Gegenkopplung natürlich auch zu einem unsymmetrischen Feedback.

Daher empfiehlt sich fast von selbst, die beiden primären Teilwicklungen von Anfang an Bifilar zu wickeln und die so entstandenen Wicklungshälften symmetrisch auf je eine Endstufenhälfte zu verteilen.
Damit ist, abgesehen von einer noch besseren Kopplung, der Gleichstromwiderstand beider Primärwicklungen exakt gleich, womit der erforderlichen Symmetrie elektrisch und magnetisch bestmöglich Rechnung getragen wird.

Von einer asymmetrischen Wicklungsaufteilung der 4Ω-Anzapfungen wie oben gezeigt, ist aus vorgenannten Gründen ebenfalls abzuraten, der dadurch etwas höhere Aufwand lohnt sich.
Im Vergleich zu einem Anodenfolger-AÜ muss man sich wegen der Lagenisolation beim PPP-Ausgangsübertrager keine Sorgen machen, weil die Durchschlagsfestigkeit der heute erhältlichen CuL-Drähte deutlich besser ist als wie die dort auftretenden Nf-Primärspannungen (siehe unter: Elektrisola, Technische Daten für Lackdrähte, angelehnt an IEC60317).
Da im Gegensatz zu Anodenfolger-Ausgangsübertragern (mit grösstenteils dreistelligen Werten) die Induktivität eines PPP-AÜ deutlich kleiner (unterer zweistelliger Bereich) ist, entsteht bei tiefen Frequenzen ein schlechterer Phasengang, der mit Ursache für die oben beschriebenen Probleme ist. Aus diesem Grund scheint es letztlich sinnvoll, entgegen den Gesetzen der Ökonomie dem AÜ eine grössere Windungszahl als rechnerisch notwendig und auch einen grösseren Kern [17] zu gönnen, da dadurch das Problem mit der Phasendrehung bei tiefen Frequenzen deutlich kleiner wird.

Anhang 6

Auch der Innenwiderstand eines Kathodenfolgers ist nicht unter allen Umständen konstant, daher kann die Angabe “beträgt nur ¼ des Innenwiderstands einer Endröhre“ für die Endstufe nur als ungefähr bezeichnet werden. Der Grund dafür liegt in der Dynamik des Innenwiderstands mit zunehmender Aussteuerung der Endröhre. In Hütte IV B [23] heisst es: S = (ΔI_a/ΔU_g) _{Ua = const}
Da U_a während der Aussteuerung mit grossen Amplituden aber nicht konstant ist, muss man insbesondere bei kleiner momentaner Anodenspannung (=grosser Aussteuerung) von einer geringeren Steilheit ausgehen. Weil der Innenwiderstand von der Steilheit der Röhre abhängt [10] (siehe auch Anhang 1) ist also von momentanen Schwankungen des Innenwiderstands der Endröhren auszugehen, was letztlich zu einem höheren Innenwiderstand insgesamt führt.
Aus diesem Grund ist der durchschnittliche Innenwiderstand einer Kathodenfolger-Endstufe bei grosser Aussteuerung der Endröhren grösser als jener bei kleiner Aussteuerung anzusehen.
Das hat sich auch in den Simulationen bestätigt.
Glücklicherweise reagiert ein Kathodenfolger auf eine Fehlanpassung der Last nicht so ausgeprägt wie ein Anodenfolger, aber auch hier muss im ungünstigsten Fall mit einer Verschlechterung des Klirrfaktors oder gar mit einer Überlastung gerechnet werden. Um genügend Sicherheitsreserven bei grosser Aussteuerung zu haben, sollte auch hier besser von einem grösseren Innenwiderstand der Endstufe ausgegangen werden.
Welche Bedeutung der Innenwiderstand des Kathodenfolgers für die Verzerrungen in der Endstufe hat, wird durch den bemerkenswerten Text aus dem Philips-Handbuch “Anwendung der Elektronenröhre in Rundfunkempfängern und Verstärkern" [24] klar:

“In D § 1 wurde bereits darauf hingewiesen, dass in den NF-Transformatoren Verzerrungen dadurch entstehen können, dass die Magnetisierungskurve des benutzten Eisens im allgemeinen nicht linear ist.
Wird der Kern nur durch Wechselstrom magnetisiert, so entstehen durch die Symmetrie der B-H-Kurve in der magnetischen Induktion nur ungerade Harmonische.
Dies ist in Prinzip bei einer Gegentaktendstufe der Fall. Bei einer einfachen Endstufe wird der Kern jedoch gleichzeitig durch einen Gleichstrom magnetisiert, was zur Folge hat, dass die durchlaufene Magnetisierungsschleife nicht mehr symmetrisch ist und daher auch gerade Harmonische auftreten.
...
Die magnetische Verzerrung ist ausserdem im Allgemeinen klein gegenüber der Verzerrung, die in den Röhren auftritt (anm.: das trifft jedoch nicht in gleichem Ausmass für eine Kathodenfolger-Endstufe zu, da diese ja von Haus aus geringere Verzerrungen hat). Dagegen ist es gut, einige Punkte zu betonen, die, abgesehen von den Eigenschaften des Eisens, für eine möglichst geringe magnetische Verzerrung wichtig sind.

Wird ein Kern durch einen sinusförmigen Wechselstrom magnetisiert, so ist die Induktion nicht mehr sinusförmig, und in einer Sekundärwicklung wird dann auch eine nicht sinusförmige Wechsel-spannung induziert; es tritt also Verzerrung auf.

Stellt man jedoch unter bestimmten Umständen an der Primärwicklung eine sinusförmige Spannung fest, dann ist also offenbar die Induktion auch sinusförmig und muss dadurch auch die in der Sekundärwicklung induzierte Spannung sinusförmig sein.

Mit anderen Worten, gelingt es die Spannung an der Primärwicklung sinusförmig zu halten, so tritt, ungeachtet der B-H-Kurve, keine Verzerrung auf (anm.: das ist insbesondere bei einer Kathodenfolger-Endstufe möglich).

Zu der sinusförmigen Induktion gehört dann aber ein nicht sinusförmiges magnetisierendes Feld, also ein nicht sinusförmiger Magnetisierungsstrom. Dies bedeutet also, dass bei Anschluss einer sinusförmigen Spannung an die Primärwicklung ein verzerrter Magnetisierungsstrom fliesst. Diese Tatsachen sind aus der Elektrotechnik hinlänglich bekannt. ... Zur Erzielung einer sinusförmigen Spannung an L ist also ein niedriger (anm.: Gleichstrom-) Widerstand bzw. eine hohe Selbstinduktion wichtig.“

Das oben gesagte erklärt nunmehr auch, warum bei einer Kathodenfolger-Endstufe bis zum Erreichen der maximalen Ausgangsleistung die Verzerrungen relativ gering sind, um dann, bei noch weiter zunehmender Ausgangsleistung, sehr schnell anzusteigen. Oder, mit anderen Worten: wenn der Innenwiderstand der Kathodenfolger-Endstufe aufgrund zunehmender Aussteuerung immer grösser wird, ist diese nicht mehr in der Lage, die (~gleichzeitig) zunehmenden Stromverzerrungen im Ausgangsübertrager auszugleichen.
Bei Auswahl eines Übertragers mit geringerer Verzerrung bei Kernsättigung bzw. mit grösseren Leistungsreserven wird also der Klirrfaktor in der Endstufe nicht so steil ansteigen. Gleiches gilt für die Erzielung einer möglichst grossen Primärinduktivität bei möglichst kleinem Gleichstrom-widerstand. Hier werden höchstwahrscheinlich Kompromisse zwischen Materialauswahl und Preis getroffen werden müssen.

Anhang 7:

Durch die Hilfe von RM-Mitglied Ake Nyholm wurde ich auf weitere Details der von Köykkä geleisteten Arbeit aufmerksam, an dieser Stelle herzlichen Dank dafür.

Nebenstehende Box in einem Artikel der Zeitschrift “Tekniikan Maailma“ von Dezember 1955 gibt Auskunft über das Wirken von Tapio Matti Köykkä. Mit einiger Mühe liess sich der Text dann aber doch übersetzen, wobei Google's Übersetzungsdienste mit annähernd brauchbarer Genauigkeit Hilfe leisteten.

Hier die Übersetzung:
Tapio Köykkä aus Helsinki veröffentlichte 1952 auf Finnisch in der Zeitschrift RADIO (Nr. 6/1952) den Artikel "Ohne Ausgangs-übertrager", in dem die vom Autor entworfene patentierte Verstärkerschaltung beschrieben wurde.
Köykkä sandte auch einen Bericht in deutscher Sprache an die deutsche Zeitschrift FUNK-TECHNIK, die eine Schaltung mit ihren Beschreibungen in ihrer Ausgabe 7/1953 [27] veröffentlichte.

Es begann anscheinend die Reise dieser Erfindung in die große Welt, obwohl der Erfinder spätere "Veröffentlichungen" vergaß.
Auch das führende amerikanische Magazin AUDIO beschreibt in einigen Ausgaben den Verstärker der amerikanischen Firma ELECTROVOICE, der eindeutig eine Entwicklung auf Basis des anscheinend in einem Artikel in FUNK-TECHNIK beschriebenen Köykkä-Verstärkers war.
Electro-Voice hat sogar mit "pat. Pend" geworben". Köykkä kündigte an, dass er bereits ein Patent in Finnland hat, so dass das Gerät in den USA nicht patentiert werden kann.

E-V bat zwar, die amerikanischen Rechte kaufen zu dürfen, aber Köykkä's Rechte dort waren abgelaufen. Er hatte ein Patent nur in Finnland angemeldet und die Frist, innerhalb eines Jahres nach der Eingabe Auslandsanmeldungen einzureichen, verstreichen lassen.

Daher war die Erfindung in anderen Ländern kostenlos. Auch in Europa hat die Erfindung Aufmerksamkeit erregt, wie z.B. durch die in der deutschen FUNKSCHAU und im RADIO MENTOR veröffentlichten Berichte über den neuen HiFi-Verstärker von PHILIPS, welcher auf Köykkä's Erfindung basiert.
Darüber hinaus veröffentlichte das deutsche RADIO-MAGAZIN in der Ausgabe 4/1955 einen Baubericht, in dem der Artikel von Köykä ausführlich behandelt wird.

Ist diese Erfindung so groß, dass ihre Bedeutung oder Herkunft hervorgehoben werden sollte?
Mal sehen, was ausländische Magazine über den Verstärkertyp von Köykkä sagen.

Da der Erfinder selbst als zu "zurückhaltend" gilt, um über die Bedeutung seines Geräts zu sprechen, lassen, erteilen wir unseren externen Experten das Wort.

AUDIO, Januar 1955 (USA):

Das Magazin beschreibt den Verstärker von Electro-Voice und erwähnt:

"Im vergangenen Jahr hat dieses Unternehmen einen der größten Fortschritte bei einer der Schallverstärkungstechnologien vorgestellt. Dies hat die Eliminierung einer der größten Verzerrungsquellen verursacht, wenn nahe an der maximal möglichen Leistung gearbeitet wird."

RADIO MENTOR, Oktober 1955:

Das Magazin beschreibt einen Philips 15W Hi-Fi-Verstärker, der gemäß der Erfindung von Köykkä hergestellt wurde.

"Bei einer nominalen Sprachleistung von 15W überschreitet der Klirrfaktor nicht 2%, was jedoch ein Wert ist, den das menschliche Ohr bei weitem nicht realisieren kann."

FUNKSCHAU, 16/1955:

Beschreibung des oben genannten Philips Verstärkers.

"Der Frequenzgang bei 15 W ist linear ± 2 dB zwischen 20 und 50000 Hz. Der Klirrfaktor bei voller Leistung beträgt weniger als 2%."

Wer letztendlich zuerst dieses Verstärker-Konzept zum Patent angemeldet hatte, fällt mir schwer zu beurteilen, das Datum der Patentanmeldung von C.T. Hall ist bereits 1951, ob Hr. Köykkä zu diesem Zeitpunkt bereits ein ähnliches Patent eingereicht hatte, kann ich anhand der mir vorliegenden Daten nicht nachvollziehen. Tatsache ist:
1) 1951 erschien in der Zeitschrift AUDIO bzw. Audio-Engineering [25] eine Übersicht über die damaligen Verstärker-Topologien, wobei das Kathodenfolger-Konzept NICHT erwähnt wurde.
2) Herr Köykkä war offensichtlich sehr kreativ und aktiv im Bereich Verstärkerbau mit Kathodenfolgern, es folgten weitere Patenteinträge und weitere Verstärker-Konstruktionen, wie z.B. der Voima OP-3 (ID = 204446), auf Basis des Kathodenfolger-Konzepts.

 

Für diesen Post bedanken, weil hilfreich und/oder fachlich fundiert.

Liebe Forumsmitglieder, Besucher,

In einer zweiseitigen Anzeige in der "Audio" (Audio-Engineering, Verlag Radio Magazines Inc., Mineola, N.Y.) vom Januar 1955 wurde von Electro Voice mit der Ansage "Erstmals neu Entwickelt" (First ever designed) die Neuerscheinung ihrer "Circlotron"-Verstärker gefeiert.
Vorgestellt wurden in dieser Werbung die Modelle A-20C, A-30, PRC-1, PRC-2 und M-1.
Bereits in der zweiten Zeile findet sich der Hinweis auf die Patentanmeldung (grössere Abbildungen siehe auch hier), siehe auch weiter oben im Beitrag zur Geschichte des PPP-Verstärkers.
Weiter heisst es:
Mit einer Geschichte schreibenden Neuentwicklung durch A. M. Wiggins, bringt Sie Electro-Voice dem Ziel einer perfekten HiFi-Reproduktion näher als jemals zuvor! Der E-V Circlotron Verstärker erlaubt exklusive Dämpfungskontrolle für eine gute Anpassung an hochqualitative Lautsprecher,  ermöglicht mehr Effizienz für den professionellen Betrieb. Ein einfacher Vergleich zeigt Ihnen den Unterschied.
Und noch weiter heisst es unter E-V Circlotron Circuit:
Fortgeschrittenes Design sorgt für einen Ausgangsübertrager ohne Gleichstrombelastung.
Erlaubt kühle, effiziente Nutzung der Endröhren, ermöglicht 1:1 Kopplung zwischen den Endröhren, eliminiert vollständig alle Übernahmeverzerrungen- reduziert grösstenteils den Klirrfaktor.
Hat weniger als 1/4 der Ausgangsimpedanz konventioneller Verstärker, erweitert weitgehend verzerrungsfreie Wiedergabe bis hin zur Maximaleistung, ermöglicht störungsfreien Betrieb und lange Lebensdauer der Röhren.
Darunter findet sich kleingedruckt der Hinweis: E-V Patents pend. (s. Bild oben, rot markiert) was nichs anderes bedeutet als zum Patent angemeldet.
Ob sich in späteren Werbungen der Hinweis Patent erteilt findet, ist mir nicht bekannt, aber vielleicht ist es schon einem Leser aufgefallen.
Jedenfalls wäre ich jedem Hinweis dazu dankbar.
Zur Dämpfungskontrolle findet sich noch:
Exclusive E-V Dämpfungsfaktor-Kontrolle ermöglicht perfekte Anpassung zwischen Verstärker und Lautsprecher für eine kritische Dämpfung, passend zum jeweiligen Lautsprecher-Gehäuse.
Arbeitet im Gegensatz zu bisherigen Verstärkern optimal an einer variablen Lautsprecherimpedanz.
Dämpfungskontrolle eliminiert Basslautspreche-Verluste durch "Überdämpfung", minimiert tieffrequente Verzerrungen, unterdrückt "Überhängen" (unerwünschte Bassanhebung bzw. Bass-Resonanzen) wegen Unterdämpfung.
Ermöglicht effektivste Musikwiedergabe.

Hier noch die zweite Seite der Anzeige.

Gruss
Achim

Für diesen Post bedanken, weil hilfreich und/oder fachlich fundiert.

McIntosh-Verstärker als Vorläufer des PPP-Prinzips?

Liebe Forumsmitglieder, Besucher,

ich hatte länger überlegt, ob ich das McIntosh-Prinzip in meinen Beitrag mit einbeziehen soll, mich dann aber letztendlich, nicht zuletzt wegen des bereits so stark angewachsenen Umfangs des PPP-Artikels, dagegen entschieden.
Was jedoch übrig blieb, war die Frage, ob der McIntosh Verstärker nicht doch wenigstens als eine Art "Vorläufer" des PPP-Verstärkers angesehen werden kann. Oder vielleicht auch das Prinzip der Fa. QUAD.

Nicht zuletzt wegen der Unterstützung durch Dietmar Rudolph und auch wegen seiner und Ernst's Zustimmung habe ich mich dazu entschieden, auch die dazugehörigen (und soweit vorhandenen) Quellen zu sichten und in diesen Beitrag einzubeziehen.

Hier die Ergebnisse:

In der “Audio“ [1] (bis 1954 Erscheinungsbild der Ausgaben wie in der Abbildung) erschien 1949 ein Artikel aus dem McIntosh Entwicklungslabor.

anlässlich der Vorstellung ihres neuen 50-Watt Verstärkers (von der Schaltung her sollte es dieser sein) mit folgendem Text:

Neben den Herausforderungen die sich aus der Entwicklungsgeschichte der Verstärker an sich ergaben, werden hier auch Untersuchungen zur Wahrnehmbarkeit von Verzerrungen durch das menschliche Ohr, die Impulscharakteristik von Musik und Sprache, die Lastimpedanzvariationen und andere Effekte von Lautsprechern und die sich daraus ergebenden zukünftigen Anforderungen betreffend die Anforderungen an die Wiedergabequalität besprochen.
Insbesondere wird auf die Verzerrungen hingewiesen, die sich beim Betrieb einer konventionellen Gegentaktendstufe beim Übergang von Betriebsart "A" nach "B" ergeben, insbesondere hervorgerufen durch die Streuinduktivität von Ausgangsübertragern. Trotz der Möglichkeit, Ausgangsübertrager hinsichtlich kleinster Streuinduktivität zu optimieren, wird diese hier "nicht als Allheilmittel" dargestellt.
Auch wird darauf hingewiesen, dass negatives Feedback hier die Situation nicht verbessert, sondern, im Gegenteil, diese noch verschlechtert.
Um den "Einbruch" der Signalform beim Übergang von "A" auf "B" Betrieb durch Feedback auszugleichen, muss der Verstärker einen extra Strom dem Ausgangsübertrager zuführen, der für eine Diskoniuität in der Transfer-Characteristik des Verstärkers sorgt.
Dies wird als Grund dafür bezeichnet, warum ein hoher Wirkungsgrad und gleichzeitig niedrige Verzerrungen nicht "unter einen Hut" gebracht werden konnten.
Die Methode, die Kopplung von Primär- und Sekundärwicklungen so eng wie möglich zu machen (um die Streuinduktivität zu minimieren) hat leider den Nachteil, dass die (überbrückende) Kapazität zwischen den Anoden der Endröhren so stark zunimmt, dass die höchsten Frequenzen dadurch kurzgeschlossen werden (anm.: dies gilt natürlich nicht vollumfänglich für die PPP-Endstufe, da hier bereits die erforderlichen Windungszahlen deutlich geringer ausfallen).
Es schien keinen Weg zu geben, die Kopplung einerseits soweit zu erhöhen und gleichzeitig dabei die Parallel-Kapazitäten niedrig zu halten.
Als Alternative dazu hätte eine Verzehnfachung der Ausgangsübertrager-Masse bei gleichzeitiger Reduktion der Windungszahlen nicht viel gebracht, da dadurch weiter Nachteile entstanden wären, wie z.B. Probleme bei der Übertragung tiefer Frequenzen, hervorgerufen durch magnetische Nichtlinearitäten (anm.: dies natürlich unter der Annahme der damals verfügbaren Kernmaterialien mit deutlich geringerer Permeabilität und Aussteuerbarkeit).
Es wurde darauf hingewiesen, dass im Falle einer Endstufe mit zwei 6L6 das Verhältnis zwischen Primär- und Streuinduktivität des Ausgangsübertragers >80000 hätte sein müssen, um 1% Klirrfaktor bei 20Hz - 20kHz zu garantieren.

Um ein solches Verhältnis >200000 machen zu können, wird ein Schritt vorgeschlagen, der zu einer bifilaren Primärwicklung führt, die, in Reihe geschaltet, von den beiden Kathoden der Endröhren angesteuert wird.
Wegen der festen Kopplung einer solchen Primärwicklung ist die Sektionalisierung derselben wie bei üblichen “High End“ Übertragern damit überflüssig geworden, was die Herstellung vereinfacht.
In der gezeigten Schaltung werden die Anoden zusätzlich an die gegenüberliegenden Seiten einer zweiten, zur Primärwicklung parallel angeordneten Primärwicklung angeschlossen, was an dieser Stelle einen grossen Unterschied zum PPP Prinzip ausmacht.
Das erreichbare Dämpfungsverhältnis wurde mit 10:1 angegeben.

Im "Radiotron Designer's Handbook" [2] wird darauf hingewiesen, dass die Impedanz der primären 4 Teilwicklungen des Ausgangsübertragers (AÜ) bei McIntosh je einem Viertel der Gesamt- Primärimpedanz entsprechen sollen.
Ausdrücklich als Nachteil wird dabei erwähnt, dass die Spannungen (B+) von Anode und Schirmgitter gleich gross sind, was nicht den Röhren-(Schirmgitter-) Spezifikationen der Hersteller gercht wird.

In diesem Punkt unterscheidet sich das McIntosh Prinzip sehr deutlich vom PPP-Prinzip, da letzteres mit den Röhren-Spezifikationen entsprechenden Schirmgitter-Spannungen auskommt. Ausserdem würden bei McIntosh die Endpentoden in diesem Fall eher wie Trioden arbeiten. Ein weiterer Unterschied zu PPP ist im Steuerspannungsbedarf der McIntosh-Endstufe zu finden, weil bei PPP zur Röhren-Steuerspannung noch die volle AÜ-Primärspannung hinzuaddiert werden muss, bei McIntosh jedoch nur etwa die Hälfte derselben.
Zusätzlich benötigt die McIntosh-Endstufe des 50-Watt Verstärkers einen extra Übertrager zur Ansteuerung, der in diesem Fall wiederum mit bifilaren Wicklungen ausgestattet ist (s. Bild oben), nicht zuletzt weil der Frequenzgang dieses Zwischenübertragers wegen seiner Miteinbeziehung in die Rückkopplungsschleife einen erheblichen Einfluss auf das Gesamtverhalten des Verstärkers hat. Anm.: Damit unterscheidet sich aber die Bedeutung des McIntosh-Zwischenübertragers nicht wesentlich von der Bedeutung von transformatorlosen Treiberstufen mit Röhren, auch deren Frequenzgang (inklusive Koppelkondensatoren) hat eine erhebliche Bedeutung für das Gesamtverhalten einer solchen Endstufe.
Letztlich ist auch im McIntosh Verstärker im Gegensatz zu PPP die AÜ-Sekundärwicklung NICHT in den Feedback-Pfad mit einbezogen worden, stattdessen wurden die Kathodenspannungen der Endröhren symmetrisch zur Vorverstärkerstufe zurückgeführt.

Der Grund dafür war mit Sicherheit die zusätzliche Phasendrehung im Ausgangsübertrager am unteren Ende des Übertragungsbereichs. Ohne den AÜ in die Feedback-Schleife mit einzubeziehen, konnte McIntosh einen Phasendrehung von nur 10° bei tiefster Frequenz angeben.
Sofern Langford-Smith [2] recht hat mit der Behauptung dass die 4 Teilwicklungen des McIntosh-AÜ jeweils die gleiche ¼ grosse Impedanz haben, stellen sich mir Fragen:
Die Aufteilung in je gleich grosse Impedanzen zwischen Anode und Kathode der Endröhren würde nach [7] bedeuten, dass die Anoden jeweils fehlangepasst sind, da diese ja jeweils den grösseren Ausgangswiderstand haben sollen.
Eine weitere Frage stellt sich betreffend der Gestaltung der 4 Teilwicklungen: Da die Schirmgitter nur wenig Strom ziehen, könnte die Schirmgitter-Wicklung mit wesentlich dünnerem Draht (bifilar) gewickelt werden, was aber evtl. die Symmetrie der 4 Teilwicklungen insgesamt in Frage stellen würde.
Interessant zu wissen wäre daher, wie der Aufbau der McIntosh-AÜ-Wicklungen tatsächlich ist, was vielleicht jemand schon einmal an einem defekten McIntosh-AÜ untersucht hat. Hier wären Informationen aus dem RM-Publikum sehr wertvoll.

Ein weiteres Prinzip, ähnlich wie bei McIntosh, aber mit unabhängiger (konstanter) Schirmgitter-Versorgung hat QUAD vermarktet, hierzu unten stehend eine Tabelle aus der “Wireless World“ [4] mit einem Vergleich zu konventionellen Endstufen.
Der Vorteil hierbei ist zuerst einmal, dass die Schirmgitter-Spannungen der Endröhren wieder den Hersteller-Spezifikationen entsprechen.

In der Tabelle ist leicht erkennbar, dass der Dämpfungsfaktor einer solchen Endstufe in etwa dem einer Anodenfolger-Gegentaktendstufe mit als Trioden geschalteten Pentoden entspricht und daher noch nicht den Dämpfungsfaktor einer reinen Kathodenfolger Endstufe erreichen kann (wie z.B. beim MEL Pic-35 mit einem Dämpfungsfaktor = 30).

Dennoch wurden ein wesentlich kleinerer Klirrfaktor, ein höherer Wirkungsgrad und eine kleinere Brumm-Empfindlichkeit für die QUAD-Schaltung hervorgehoben. Da bei QUAD die Primärwicklung des AÜ zwischen Anode und Kathode aufgeteilt war (Abb. rechts), resultierte daraus ebenfalls ein geringerer Steuer-spannungsbedarf für die Endröhren, was weniger hohe Anforderungen an die Treiberstufe stellte.

Anmerkung: Ob die Aufteilung der Primärwicklung des QUAD-AÜ wie bei McIntosh genau 50:50 war liess sich anhand des Artikels nicht nachvollziehen. Theoretisch müsste die Aufteilung eher den Verhältnissen bei einer Ultralinear-Endstufe (links) entsprechen, wobei die 20-43% der Gesamt-Primärwicklung dann im Kathodenzweig liegen müssten, damit eine diesem Prozentsatz entsprechende Gegenkopplung am (an fester Spannung liegenden) Schirmgitter stattfinden kann. Gleichzeitig wäre damit auch die nach [7] geforderte Anpassung an die höhere Ausgangsimpedanz der Anode gewährleistet.

Im genannten Artikel der "Wireless World" fand sich jedoch nur eine Gegenüberstellung betreffend dem Ausgangswiderstand einer Ultralinear- Endstufe (links) und einer solchen nach dem QUAD-Prinzip (unten). Daraus erkennbar ist dass der Ausgangswiderstand beider Schaltungsprinzipien höher als der von PPP ist, wobei der Faktor “x“ für den Einfluss des Feedbacks steht und daher zusätzlich den Ausgangs-widerstand verkleinern kann.

 

Lediglich Feedback kann den Ausgangswiderstand weiter verringern, wofür bei PPP jedoch deutlich weniger gegengekoppelt werden muss, um den gleichen Ausgangswiderstand zu erzielen.

Da wie bereits bei McIntosh beschrieben, eine hohe Gegenkopplung die Transienten beim Übergang vom “A“-Betrieb in den “B“ Betrieb nicht nur verringern, sondern im Gegenteil den Klirrfaktor sogar noch verschlechtern kann, ist also wenig Gegenkopplung wie beim PPP-Prinzip eher ein Vorteil diesbezüglich, solange der Ausgangsübertrager und die Endstufen Ansteuerung nicht den McIntosh-Prinzipien folgt.

 

In der "Audio" [3] folgte noch ein Artikel, der die zu jener Zeit gängigen Konzepte für Endstufen aufführte, jedoch wurde “PPP“ dort nicht einmal namentlich erwähnt.

 

Noch ein anderes Konzept verfolgte Philips mit seinen übertragerlosen Endstufen beim AG9006 und AG 9007, wie auch bereits im Artikel der finnischen Zeitschrift erwähnt (siehe weiter oben).

Dabei konnte aber mit 800Ω keine für gewöhnliche Lautsprecher geeignete Ausgangsimpedanz erreicht werden, obwohl auch diese Geräte reine Kathodenfolger-Endstufen enthielten. Die für den Heimempfängerbereich von Philips entwickelte Übertragerlose Endstufe mit EL84/UL84 bzw. 2 * EL86 folgte einem ganz anderen Konzept und ist daher gar nicht vergleichbar mit PPP.

In der "Audio" vom Mai 1951 [3] wurde eine Übersicht über die zu jener Zeit möglichen Verstärkerkonzepte gebracht.

In diesem Artikel schreibt der Autor: "The discussion will be restricted to amplifiers employing output transformers since with present tube types it is economically impractical to obtain sufficient current to excite the voice coil of a loud speaker."
Übersetzt soviel wie: Die Diskussion beschränkt sich auf Verstärker mit Anpassungsübertragern, da es mit aktuellen Röhren ökonomisch nicht möglich ist genügend Strom für die direkte Erregung von Lautsprechern zu erzeugen. Das schloss wohl erst einmal die später von Philips gebrachten (weiter oben genannten) Verstärker Konzepte aus. Der Artikel zeigt Prinzipschaltungen der damals bekannten Techniken (Bild rechts).
Neben den bereits bekannten Schaltungen wie Eintakt Klasse A (a) und Gegentakt Klasse AB oder B (b) wird auch der Betrieb mit Kathodenfolgern beschrieben (c und d), jedoch schreibt der Autor dazu:
"These two circuits have been modified by the use of cathode loading, as shown in Figs. l(c) and 1(d). Although the output impedance is decreased, no real advantage is gained that could not be obtained by employing inverse feed-back.
In practice, distortion in an amplifier employing a cathode-follower output stage may be severe because of driver distortion which is the result of the large driving voltage required."

Auf Deutsch bedeutet das:
Die beiden Schaltungen (a und b) wurden durch Verlegen der Last in den Kathodenkreis modifiziert. Obwohl die Ausgangsimpedanz verringert wurde, "ergibt sich kein wirklicher Vorteil welcher nicht durch Anwendung von negativem Feedback erreicht werden könnte".

In der Praxis würde es in einem Verstärker mit Kathodenfolger Ausgang wegen der grossen benötigten Ausgangsspannungen der Treiberstufe zu hohen Verzerrungen kommen.

Damit wurde der PPP-Technik noch 1951 keine Zukunft prognostiziert.
In der "Audio" 5/1949 [6] wurde ebenfalls eine reine Kathodenfolger Endstufe beschrieben, zu jener Zeit aber noch mit gleicher Anodenspannung für Treiber und Endröhre, was aber im "Radiotron Designer's Handbook" [2] als wenig praktikabel angesehen wurde, da des- wegen eine insgesamt sehr hohe Anodenspannung erforderlich gewesen wäre.
Die Lösung des Problems mit der "mitlaufenden" (bootstrapped) Treiber-Anodenspannung war zu jener Zeit offensichtlich noch nicht gefunden.
Im Artikel der “Audio“ von 1951 wurden weiterhin für die Realisierung von Endstufen unter Verwendung von zwei gleichen Röhren folgende Regeln aufgestellt:

1. Die Gleichstrom-Vormagnetisierung des Ausgangsübertragers soll vermieden werden

2. Die Schaltung soll so angeordnet werden, dass gerade Harmonische minimiert werden

3. Die niedrigst mögliche Windungszahl im AÜ soll angestrebt werden, das soll durch Addition von Anodenströmen anstatt der Addition von Spannungen erreicht werden.
   (Anm.: das scheint dem Text aus [8] zu widersprechen, im Philips Handbuch “Anwendung der Elektronenröhre in Rundfunkempfängern und Verstärkern", ebenfalls von 1951, wird die Ansteuerung eines AÜ mit Strömen als nachteilhaft gegenüber der Ansteuerung mit Spannungen dargestellt)

Es werden insgesamt neun verschiedene Endstufen-Topologien erwähnt (in Fig. 1, Fig. 2 und Fig. 4 gezeigt):
(1) Plates in push-pull, with grids driven in push-pull; (2) plates in pushpull, with cathodes driven in push-pull;
(3) the push-pull cathode follower;
(4) parallel operation with plate loading;
(5) parallel, grounded-grid operation;
(6) the parallel cathode follower;
(7) plate loading of one tube and cathode driven;
(8) plate loading of one tube and cathode loading of the other, with one grid and the free cathode driven; and
(9) loading both plates and both cathodes, with the grids driven in pushpull.

“Plates“ steht dabei für Anoden, “grids“ für Gitter und “push-pull“ für Gegentakt.

Von den genannten Schaltungen gelten die ersten sechs als mit dem bisherigen Text beschrieben. Zu den restlichen Schaltungstechniken gehört Nummer 7 (Fig. 2a), bei der die beiden Endröhren in Serie geschaltet mit ihrem Mittelpunkt eine Seite der Primärwicklung antreiben, die andere Seite befindet sich zwischen den zwei Stromversorgungen, die gleichzeitig als Nachteil dieser Anordnung angesehen werden. Zudem wird für die obere der beiden Röhren eine hohe Steuerspannung benötigt (anm.: was eine exakt symmetrische Ansteuerung erschwert). In Fig. 2b ist eine Abwandlung gezeigt, die die Verwendung einer doppelten Stromversorgung überflüssig macht. Nummer 8 wird hier als nicht besonders vorteilhaft angesehen, da zusätzliche Treiberleistung erforderlich wäre. Stattdessen wird eine Kombination aus Nummer 7 und Nummer 8 hervorgehoben (Fig. 2c) weil hierbei der Strom über Rk der oberen Röhre die erforderliche Gitterspannung für deren Steuerung erzeugt und somit eine symmetrische Ansteuerung überflüssig machen würde (anm.: eine perfekt symmetrische Ansteuerung beider Endröhren ist damit aber auch nicht möglich).

Nummer 9 betrifft das bereits erwähnte McIntosh-Prinzip, wobei auch hier ein Nachteil beschrieben wird: Die erforderliche hohe Steuerspannung der Endröhren.

Als Verbesserung beschrieben wird in Fig. 4b die Anwendung eines “bootstrapped“ Treibers, der, solange kein Gitterstrom in die Endröhren fliesst, für einen verzerrungsarmen Betrieb sorgt. Diese Schaltungstechnik findet sich im Modell A-116A von McIntosh. Verwendet wurden dabei wie im Modell A30 von Electro-Voice zwei 6BG6, Endpentoden, die eigentlich für FS-Zeilenendstufen gedacht waren. Im Bild weiter unten ist die Weiterentwicklung dieser Schaltung zu erkennen, wie Sie im Modell MC275 zum einsatz kam. Wichtigster Unterschied ist die wechsel-spannungsmässige Kopplung zwischen der Kathode einer Endröhre und dem Fusspunkt (mit dem 18KOhm Widerstand) der Treiberröhre 12AZ7 (die in etwa einer ECC85 entspricht) durch die zwei markierten 12uF-Kondensatoren. Durch die negative Spannung von -150V in Verbindung mit den 18KOhm Vorwiderständen wurde dabei für einen relativ konstanten Gleichstrom durch die 12AZ7 gesorgt. Mit anderen Worten: der Fusspunkt der 12AZ7 läuft mit der Kathode der Endröhre mit, genauso wie die Anodenspannung dieser Röhre und diese kann dadurch mit quasi "konstantem Anodenstrom" sehr verzerrungsarm arbeiten, das ist Ingenieurskunst vom Feinsten!

Eine weitere Modifikation der Schaltung ist in Fig. 4c (oben) gezeigt und sollte, zu diesem Zeitpunkt noch als “experimentell“ bezeichnet, für sehr gute Ergebnisse und wenig Verzerrung (nur 0.5%) sorgen. Dabei wird ein Teil der (primären) Ausgangsspannung zur Eingangs-spannung (zwei Pfeile von links) über eine Extra Wicklung des AÜ hinzuaddiert, um damit den Steuerspannungsbedarf insgesamt zu senken, im Grunde genommen eine Variation des “positiven Feedback“ (PFB). Klar ist, dass das Ausmass des PFB sorgfältig gewählt werden muss, da sonst die ganze Endstufe zum Oszillator wird. Mit zwei 6L6 sollte damit bei einem Frequenzgang von 20-20.000Hz eine Ausgangsleistung von 25W erreichbar gewesen sein.
Möglicherweise hat die Schaltung mit der Kathodenkopplung zwischen Treiber- und Endröhre wie im MC275 den Einsatz dieser "Hilfswicklung" später überflüssig gemacht und geholfen, den AÜ weniger komplex zu halten.

Soviel zum Stand der Dinge im Mai 1951 und betreffend das McIntosh-Prinzip.

Für einen weiteren reinen Kathodenfolger-Verstärker, den Stephens "Citadel" 500D , 1955 von "Audio" [5] als einziges kommerziell erhältliches Gerät dieser Art bezeichnet, liegt leider kein Schaltplan vor.

Mit einer Ausgangsimpedanz von 500Ω ist dieser aber der eher gleichen Kategorie wie die Philips Produkte (AG9006, AG9007) zuzuordnen.

Meiner Meinung nach kann weder das McIntosh Prinzip noch jenes der Fa. QUAD als direkt mit dem PPP-Prinzip vergleichbar bezeichnet werden, da es doch eine ganze Menge funktioneller und praktischer Unterschiede gibt. Aber als Entwicklungsstufe in Richtung PPP können diese Geräte vielleicht gesehen werden.

Nochmals mein Dank an alle, die sich mit Vorschlägen und Hinweisen direkt oder indirekt an diesem Beitrag beteiligt haben.

Literaturhinweise

[1] Frank H. MacIntosh und Gordon J. Gow, "New 50-Watt Amplifier Circuit", Audio Engineering, 12/1949, pp. 9-11

[2] Langford Smith, "Audio Designer's Handbook", Tube Department, RCA, Harrison, N.J., oder: Iliffe & Sons, Ltd, Dorset House, Stamford Street, London

[3] Peter G. Sulzer, "A Survey of Audio-Frequency Power-Amplifier Circuits", Audio Engineering, May 1951, pp. 15, 46-48

[4] D. T. N. Williamson und P. J. Walker, "Amplifiers and Superlatives", Wireless World, September 1952, pp. 357-361

[5] C. G. McProud, "Amplifiers and Preamplifiers", Audio Engineering, 1/1955, pp.23-32

[6] W. F. Gibson und R. Pavlat, "A practical cathode-follower audio amplifier", Audio Engineering, 5/1949, pp. 9

[7] Alexander Potchinkov, “Simulation von Röhrenverstärkern mit SPICE“, 2009, Vieweg + Teubner, s.138-146

[8] Dr. B. G. Dammers, Ing. J. Haantjes, J. Otte und Ir. H. van Suchtelen, “Anwendung der Elektronenröhre in Rundfunkempfängern und Verstärkern", BUCH 2 (NF-Verstärkung, Endstufe und Speisung), N.V. Philips Gloeilampenfabrieken – Eindhoven, 1951, pp. 82 – 84

 

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Mehr über den "Stephens Citadel" Verstärker

Der Zufall hat mir in der "Audio" 1/1955 [1] noch folgende Informationen über den "Stephens Citadel" Verstärker zugespielt.

Dort steht:
"The one amplifier offered by Stephens is designed to work with the same company's 500-ohm speaker systems, and is the only unit on the market which does not employ an output transformer.
The output stage consists of four 2A3's in a series-parallel arrangement, as shown in Fig. 63.
The signal is fed to the two lower grids from a cathode follower, and the output is taken from the filaments of the upper tubes-through an 80-uF capacitor, since this point is at a + 250-volt d.c. potential above ground.
The amplifier features very low phase shift, and employs selenium rectifiers throughout for plate supply.
Since no other manufacturer offers any 500-ohm voice coils, this amplifier has not yet achieved the popularity it deserves."

Auf Deutsch:
"Der einzige Verstärker, der von Stephens angeboten wird, wurde konstruiert um mit den 500-Ohm Lautsprechern des gleichen Herstellers zu arbeiten und ist das einzige Gerät auf dem Markt, welches ohne Ausgangsübertrager arbeitet.
Die Endstufe besteht aus vier 2A3 in einer Serien-Parallel Anordnung, wie im Bild 63 zu sehen.

Das Audiosignal steuert die zwei unteren Gitter durch einen Kathodenfolger mit einer 6K6 und das Ausgangssignal wird über einen 80uF Kondensator von den beiden Heizungen der oberen zwei 2A3 ausgekoppelt, da deren Potenzial +250Volt beträgt.
Der Verstärker verursacht sehr wenig Phasenverschiebung und arbeitet mit Selengleichrichtern für die Erzeugung der Anodenspannung.
Da kein anderer Hersteller 500-Ohm Lautsprecher anbietet, hat der Verstärker bislang nicht die erwartete Popularität die er verdient."

Da die Lautsprecher fast genauso viel wie der Verstärker selbst kosteten, war das preislich nicht sehr attraktiv im Vergleich zu konventionellen Konzepten.

Damit ist ausserdem klar, dass dieser Verstärker kein reiner Kathodenfolger-Verstärker ist (wie von mir zunächst angenommen) noch hat er mit den übertragerlosen Philips Geräten AG9006 oder AG9007 etwas gemeinsam.

Am nächsten kommt diese Schaltung den Serien/Parallel EL84/UL84 - Endstufen bzw. 2*EL86 Endstufen späterer kommerzieller Rundfunkempfänger, wobei der wichtigste Unterschied zu diesen in der Verwendung von Trioden anstatt Pentoden und der Ansteuerung  nur der unteren beiden Trioden besteht.
Das entspricht der Fig. 2c (rechts) aus dem Audio Artikel von 5/1951 [2], wobei der 80uF-Kondensator die geteilte Stromversorgung in Fig. 2c überflüssig macht.

Die gezeigte Prinzipschaltung Fig. 63 verdeutlicht das. Die 6K6 wird in Triodenschaltung betrieben und deren Anode wird von der an den Kathoden der oberen beiden 2A3 anliegenden halben Versorgungs-spannung versorgt. Die Kathode der 6K6 treibt die Gitter der unteren beiden 2A3 an. Die Schaltung aus Fig. 63 enthält mindestens einen Fehler: die Kathoden der Treiberröhren können unmöglich an +360V gelegen haben, eher schon an -360V, was besser mit den 56kOhm Widerständen an den Kathoden und mit der erforderlichen Vorspannung der 2A3 von ca. -45V vereinbar wäre.

Literaturhinweise:

[1] C. G. McProud, "Amplifiers and Preamplifiers", Audio Engineering, January 1955, pp. 23-27, 30-32

[2] Peter G. Sulzer, "A Survey of Audio-Frequency Power-Amplifier Circuits", Audio Engineering, May 1951, pp. 15, 46-48

 

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Liebe Mitglieder, Besucher des RM,

gerade bei der Verarbeitung einer solchen Menge von Informationen wie in den vorangehenden Posts kann es auch einmal zu einer Missinterpretation kommen. Aus diesem Grund muss ich diesen, weiteren Post folgen lassen, da die Klarstellung von nicht unerheblicher Bedeutung für das Verständnis des 50W-McIntosh Verstärkers ist.

Vor kurzem hat mich RM-Mitglied Joe Sousa mit dem Hinweis auf eine erforderliche Richtigstellung folgenden Sachverhalts kontaktiert:

Im Gegensatz zu meiner Darstellung von im Triode-Mode arbeitentenden Endpentoden im 50W-McIntosh Verstärker arbeiten diese doch als Pentoden, dies war mir bei meiner Durchsicht der Unterlagen ohne eine gründlichere Überprüfung der Funktion dieser Endstufe nicht aufgefallen. Nachfolgend die Schaltung, die auch hier in grösserem Massstab zu finden ist:

Einer der Gründe für die Missinterpretation dürfte in der Betrachtungsweise der Spannungen an der Endstufe gelegen haben. Bei der Betrachtung der Spannungen von Anode und Schirmgitter mit Masse als Referenz entstehen nämlich zwei um 180° gedrehte Spannungen, was mir als unwahrscheinlich erschien.
Darum bin ich zunächst von einer anderen Polung der Teilwicklungen des Ausgangsübertragers ausgegangen, zumal im Schaltbild keinerlei Hinweis auf den Windungssinn der einzelnen Wicklungen existiert, so wie weiter unten in meiner Simulationsschaltung (Punkte markieren den Wicklungssinn).
Es zeigte sich erst nach einer von mir durchgeführten Simulation der Endstufe (ohne Treiberröhren), dass die Verhältnisse anders liegen asl zunächst gedacht. Hier die Simulationsschaltung:

Das wichtigste Argument für die neue Sichtweise war die Einrichtung einer Differenzmessung zwischen Kathode und Anode (E1=U5_pri) bzw. zwischen Kathode und Schirmgitter (E3=SgU5) derselben Pentode andererseits.

Ohne einen solchen Verstärker physisch hier zu haben und ohne die Gefahr einer fliegenden Messung an hohen Spannungen wurde dadurch klar, dass von der Kathode der Pentode aus betrachtet tatsächlich eine annähernd konstante Schirmgitterspannung anliegen muss. Siehe dazu auch die nachfolgenden Diagramme.

Das Übertrager-Modell in dieser Simulation geht u.a. von der Abbildung auf der Titelseite der "Audio" Dezember 1949 aus, welche folgende Details des verwendeten Ausgangsübertragers zeigt:

1. Die Wicklung nutzt nicht den zur Verfügung stehenden Wicklungsraum voll aus, was auf relativ geringe Windungszahlen der vier Teilwicklungen schliessen lässt.
2. Die vier Teilwicklungen sind nicht durch isolierende Zwischenlagen voneinander getrennt, trotz der relativ hohen Spannungsunterschiede derselben.
3. Zur Erreichung der gezeigten Wicklungsdichte musste Bifilar gewickelt werden, wie bereits im Radiotron Designer's Handbook [1] erwähnt.
4. wegen 2. und 3. ist die Kopplung der Teilwicklungen so eng wie im zugehörigen Artikel der "Audio" von Frank H. McIntosh [2] beschrieben (1:200000).
5. die Drahtdurchmesser konnten wegen 1. relativ gross gewählt werden, wovon man hier aber keinen Gebrauch machte, vermutlich um Kupfer zu sparen.

Unter der Annahme einer nicht ganz so starken Kopplung von 1:100000 wurde das Simulationsmodell (mit einem "idealen" Übertrager ohne Sättigungseffekte und Wirbelstromverluste) eingerichtet, allerdings mit einer nicht galvanisch getrennten Sekundärwicklung, was angesichts des Kopplungsgrads jedoch von geringer Bedeutung ist.
Der modellierte Übertrager soll, üblichen Berechnungsmethoden zur Folge, eine Induktivität von 10Hy haben, in der Praxis ist diese vielleicht noch höher, aber bei 1kHz Messfrequenz ohne Nachteil. Der Frequenzgang erstreckte sich linear trotz der vergleichsweise geringen Induktivität von <10 Hz bis weit über 100kHz (!).

Ein weiterer Unterschied zur Originalschaltung besteht in der Ansteuerung über Kondensatoren, die die üblichen Hochstart-Ladevorgänge verursachen, ansonsten aber gleichbedeutend mit Übertragerkopplung zu setzen sind. Daher war der Messbeginn in der Simulation erst nach einer Stabilisierungsphase von 2sec. Die Treiberröhren habe ich bewusst weggelassen, es interessierte mich nur die Verzerrung bzw. das Verhalten der Endröhren allein.
Dabei zeigte sich folgendes:
Bei einer Ausgangsleistung von ca. 46W, gemessen am 16Ohm-Belastungswiderstand und bei einer Impedanz der primären Teilwicklungen von 925 Ohm konnte ich eine Verzerrung von nur 0.1% erreichen. Dabei setzte minimaler Gitterstrom ein.
Höhere Treiberspannungen liessen die Verzerrungen trotz geringer Zunahme der Ausgangsleistung stark ansteigen (doppelte Verzerrung bei nur 0.3W höherer Leistung).

Dieses Verhalten ist dem eines einfachen Kathodenfolgers sehr ähnlich, die Verzerrungen nehmen ab der maximalen Leistung überproportional zu, ungeachtet zusätzlicher Verzerrungen die ein realer Ausgangsübertrager wegen Sättigungseffekten mit sich bringen würde.

Abhängig vom verwendeten 6L6GC Simulationsmodell (Tubelib.inc) zeigt sich bei einer Primärimpedanz von 925Ohm die geringste Verzerrung bei gleichzeitig höchstmöglichem Wirkungsgrad (beinahe 55%), was eindeutig für eine B-Betriebsart spricht. McIntosh könnte jedoch eine kleinere Impedanz gewählt haben, einerseits wegen der dann geringeren erforderlichen Treiber-Wechselspannung, andererseits evtl. wegen der McIntosh Angabe [2] von 0.5% Klirrfaktor.

Leider fand ich kein Datenblatt bei RCA, Sylvania, Tung-Sol, welches die für B-Betrieb erforderliche optimale Anode-Anode Impedanz angegeben hat, wie dies z.B. bei TFK EL34 der Fall ist.
Die Schaltung reagierte empfindlich auf Vergrösserung der Wicklungskapazitäten {Cw1} mit der Entstehung wilder Schwingungen, was mich vermuten lässt, dass die Reihenfolge der Anschaltung der vier Teilwicklungen von grosser Bedeutung sein dürfte.

Bezogen auf Masse sieht man an Anode (aU5) und Schirmgitter von U5 (sg) zwei um 180° gedrehte Spannungen, was zunächst verwirrt.

Misst man jedoch an U5 zwischen Kathode und Anode (U5_pri) bzw. zwischen Kathode und Schirmgitter (sgU5), dann entsteht ein völlig anderes Bild: die Schirmgitterspannung von U5 ist annähernd konstant.
Eine Überprüfung des Frequenzgangs mit dem obigen Modell ergab übrigens einen linearen Bereich von <10Hz bis weit über 100kHz, hier sind also die magnetischen bzw. dynamischen Eigenschaften des Übertragers allein für die Bandbreite entscheidend.

Mein Dank gilt nochmals Joe Sousa, der mich mit seinem Hinweis zur Überprüfung der Schaltung mithilfe der gezeigten Simulation bewog.

An dieser Stelle möchte ich noch auf eine interessante Parallele zu einer anderen Schaltungstechnik hinweisen:
In [3] fand ich eine Schaltung, die ebenfalls eine deutliche Herabsetzung des Ausgangswiderstands beabsichtigt, jedoch unter Verwendung von Kondensatoren anstelle eines Ausgangsübertragers. Diese Technik wurde z.B. im Tektronix Verstärker Einschub Type 53/54c verwendet.

Dazu hier die hervorragende Erklärung aus dem genanntem Buch:

“Die Anwendung dieser Schaltung ist auf Gegentakt-Verstärker beschränkt.
Die Schaltanordnung macht von einer Doppelausnutzung von Anoden- und Katodenstrom zweier in Gegentakt arbeitender Röhren Gebrauch, welche eine annähernde Halbierung der katodenseitigen Ausgangsimpedanzen bewirkt.
Hierdurch wird die Grenzfrequenz des Katodenkreises auf den doppelten Betrag heraufgesetzt, so dass auch für diesen sich eine doppelte Grenzfrequenz bei einer Belastung durch schädliche Kapazitäten ergibt.
Die beiden Gegentakt-Zweige machen von einer Grundschaltung nach Kapitel 2.7 Gebrauch. Diese Grundschaltung wurde als Phasenumkehrstufe besprochen (anm.: Kathodynstufe), wobei als besonderes Kennzeichen Anoden- und Katodenwiderstand gleich bemessen waren.

Hierbei ergibt sich bei einer Spannungsverstärkung von annähernd 1 eine Gleichheit von Anoden- und Katoden-spannungen, die lediglich in ihrem Vorzeichen entgegengesetzt sind.
Dieselbe Dimensionierung gilt auch für die Schaltung nach Bild 6.7/1 (rechts).

Arbeiten zwei solchermassen ausgestaltete Verstärkerstufen im Gegentakt, so ergeben sich je zwei Punkte, welche gleiche Spannung aufweisen (Äquipotential-Punkte).
Solche wechselstrommässige Äquipotentialpunkte können mit Kondensatoren verbunden werden, ohne dass hierbei eine Störung eintritt.

In der erwähnten Schaltung sind diese Äquipotential-Punkte A und C, ferner B und D.
In jedem der beiden Gegentakt-Ausgangskreise wirken zwei Stromflüsse, nämlich je ein Stromfluss aus einer Katode und ein weiterer aus einer Anode. Die Stromflüsse sind bei Symmetrie der Schaltung zwangsläufig gleich. Der entnommene Strom wird je zur Hälfte aus einem Katoden- und einem Anodenkreis gedeckt.
Die Grösse der Ausgangsimpedanz ist dann annähernd

Ri = 0,5*1/S

Von grossem Interesse ist hierbei, dass die Grenzfrequenz und die Ausgangsimpedanz des Katodenkreises urn den Faktor 2 verbessert werden. Als Nachteil ist dagegen zu werten, dass eine dynamische Gitteranodenkapazität auftritt, die je zweimal so gross ist wie die statische. In diesem Punkt sei auf die Ausführungen über Spannungs-Gegenkopplung, Kapitel 4, verwiesen.
Da die Eingangskapazität solch einer Schaltung trotzdem immer noch kleiner ist als die einer normalen Verstärkerstufe, können auch die Aussenwiderstände Ra1I und Ra1 II der Vorstufe entsprechend grösser gewählt werden, wodurch sich ein zusätzlicher Verstärkungsgewinn erzielen lässt.
Diese Schaltung wird gern dann angewendet, wenn beispielsweise zwischen einem Vorverstärker und einem Hauptverstärker eine Trennstelle geschaffen werden soll, die eine gewisse Belastung durch Leitungskapazitäten, Zwischenstecker usw. vertragen soll.
Ferner bietet die Schaltung für Endstufen in Oszillographenverstärkern besondere Vorteile, die noch besprochen werden sollen.“

Wie man unschwer erkennen kann, besteht der Unterschied bei McIntosh im Ersatz der beiden Widerstände an Kathode und Anode (R_{a2 I} und R_{k2 I} bzw. R_{a2 II} und R_{k2 II}) durch die Teilwicklungen des Übertragers, die feste Kopplung der Teilwicklungen wiederum ersetzt die beiden Kondensatoren aus dem Bild 6.7/1.
In beiden Fällen (sowohl bei Kondensator-Kopplung als auch bei Übertrager-Kopplung) halbiert sich in etwa die Ausgangsimpedanz. Damit sind sich auch die reine Kathodenfolger-Endstufe und das McIntosh Prinzip ähnlicher als ich ursprünglich angenommen hatte.

Freundliche Grüße

 

Achim

 

Literaturhinweise

[1] Langford-Smith, “Radiotron Designer's Handbook“, Chapter 13, Section 9, Fourth Edition 1953, RCA Corp., pp. 596

[2] Frank H. McIntosh and Gordon J. Gow, “Description and Analysis of a New 50-Watt Amplifier“, Audio Engineering, Dec. 1949, pp.9-11, 35-40

[3] Gerhard Wolf, “Oszillografen und ihre Breitbandverstärker“, 2. Aufl. 1966, Franzis Verlag München, pp. 99 -101

Anhang

Hier sind die Messergebnisse aus der obigen Simulation mit vier verschiedenen Primärimpedanzen von 900 Ohm, 925 Ohm, 950 Ohm und 975 Ohm.
Hierbei betrug die Eingangsspannung ca. 440V Peak-Peak:

Direct Newton iteration for .op point succeeded.

.step zi=900
Fourier components of V(out)
DC component:0.038212

Harmonic    Frequency     Fourier     Normalized     Phase      Normalized
 Number       [Hz]       Component     Component    [degree]    Phase [deg]
    1       1.000e+03    3.847e+01    1.000e+00      179.95°        0.00°
    2       2.000e+03    7.962e-04    2.070e-05       88.37°      -91.58°
    3       3.000e+03    5.078e-02    1.320e-03       -9.43°     -189.38°
    4       4.000e+03    5.662e-04    1.472e-05       74.27°     -105.68°
    5       5.000e+03    6.362e-02    1.654e-03       -4.61°     -184.56°
    6       6.000e+03    6.498e-04    1.689e-05     -105.39°     -285.34°
    7       7.000e+03    1.129e-02    2.935e-04      -10.22°     -190.17°
    8       8.000e+03    5.885e-04    1.530e-05       62.62°     -117.33°
    9       9.000e+03    5.249e-03    1.365e-04      -18.79°     -198.74°
Total Harmonic Distortion: 0.214093%

.step zi=925
Fourier components of V(out)
DC component:0.0343537

Harmonic    Frequency     Fourier     Normalized     Phase      Normalized
 Number       [Hz]       Component     Component    [degree]    Phase [deg]
    1       1.000e+03    3.842e+01    1.000e+00      179.95°        0.00°
    2       2.000e+03    1.623e-03    4.225e-05       88.74°      -91.21°
    3       3.000e+03    1.964e-02    5.111e-04     -154.86°     -334.81°
    4       4.000e+03    2.256e-04    5.872e-06       85.25°      -94.70°
    5       5.000e+03    3.342e-02    8.698e-04       -7.15°     -187.10°
    6       6.000e+03    2.705e-04    7.041e-06      -82.83°     -262.78°
    7       7.000e+03    7.760e-03    2.020e-04      -15.12°     -195.07°
    8       8.000e+03    1.155e-04    3.007e-06       97.12°      -82.83°
    9       9.000e+03    2.983e-03    7.764e-05     -161.42°     -341.37°
Total Harmonic Distortion: 0.103272%

.step zi=950
Fourier components of V(out)
DC component:0.026571

Harmonic    Frequency     Fourier     Normalized     Phase      Normalized
 Number       [Hz]       Component     Component    [degree]    Phase [deg]
    1       1.000e+03    3.817e+01    1.000e+00      179.94°        0.00°
    2       2.000e+03    2.045e-03    5.358e-05       91.62°      -88.33°
    3       3.000e+03    3.805e-02    9.968e-04     -167.19°     -347.14°
    4       4.000e+03    2.292e-04    6.005e-06       36.90°     -143.05°
    5       5.000e+03    2.788e-02    7.305e-04       -7.86°     -187.80°
    6       6.000e+03    2.497e-04    6.542e-06     -141.70°     -321.65°
    7       7.000e+03    7.657e-03    2.006e-04      -16.92°     -196.87°
    8       8.000e+03    2.962e-04    7.759e-06       -0.73°     -180.67°
    9       9.000e+03    3.755e-03    9.837e-05     -171.90°     -351.85°
Total Harmonic Distortion: 0.125704%

.step zi=975
Fourier components of V(out)
DC component:0.0261759

Harmonic    Frequency     Fourier     Normalized     Phase      Normalized
 Number       [Hz]       Component     Component    [degree]    Phase [deg]
    1       1.000e+03    3.789e+01    1.000e+00      179.95°        0.00°
    2       2.000e+03    2.014e-03    5.316e-05       88.69°      -91.26°
    3       3.000e+03    4.890e-02    1.291e-03     -170.25°     -350.20°
    4       4.000e+03    1.808e-04    4.772e-06       80.83°      -99.11°
    5       5.000e+03    2.729e-02    7.202e-04       -8.19°     -188.13°
    6       6.000e+03    2.021e-04    5.335e-06      -80.52°     -260.47°
    7       7.000e+03    7.060e-03    1.863e-04      -16.47°     -196.42°
    8       8.000e+03    1.464e-05    3.863e-07       79.42°     -100.53°
    9       9.000e+03    2.645e-03    6.980e-05     -164.45°     -344.40°
Total Harmonic Distortion: 0.149219%

 

Measurement: inpp (Treiberspannung in Volt Peak-Peak)
  step    PP(v(in))    FROM    TO
     0    439.736    0    0.1
     1    439.919    0    0.1
     2    439.863    0    0.1
     3    439.561    0    0.1

Measurement: ioutrms
  step    RMS(i(r1))    FROM    TO
     0    1.70136    0    0.1
     1    1.69492    0    0.1
     2    1.68316    0    0.1
     3    1.67099    0    0.1

Measurement: gain
  step    acout/acin
     0    0.175004
     1    0.174334
     2    0.173131
     3    0.171883

Measurement: dbgain
  step    20*log10(gain)
     0    -15.1391
     1    -15.1723
     2    -15.2325
     3    -15.2954

Measurement: outpp
  step    PP(v(out+)-v(out-))    FROM    TO
     0    76.9767    0    0.1
     1    76.7286    0    0.1
     2    76.2285    0    0.1
     3    75.608    0    0.1

Measurement: gain_pp
  step    outpp/inpp
     0    0.175052
     1    0.174416
     2    0.173301
     3    0.172008

Measurement: acout (Ausgangsspannung am 16 Ohm-Widerstand) in V eff
  step    RMS(v(out+)-v(out-))    FROM    TO
     0    27.2218    0    0.1
     1    27.1188    0    0.1
     2    26.9306    0    0.1
     3    26.7358    0    0.1

Measurement: dbgain_pp
  step    20*log10(gain_pp)
     0    -15.1367
     1    -15.1683
     2    -15.224
     3    -15.289

Measurement: acin
  step    RMS(v(in))    FROM    TO
     0    155.55    0    0.1
     1    155.556    0    0.1
     2    155.55    0    0.1
     3    155.547    0    0.1

Measurement: pwrout (Ausgangsleistung in Watt)
  step    acout*ioutrms
     0    46.3141
     1    45.9642
     2    45.3284
     3    44.6752

Measurement: pripp
  step    PP(v(pppri))    FROM    TO
     0    673.934    0    0.1
     1    679.57    0    0.1
     2    682.782    0    0.1
     3    684.715    0    0.1

Measurement: cfgain (Kathodenfolger Verstärkung Ausgangsspannung)
  step    pripp/(inpp*2)
     0    0.766293
     1    0.772382
     2    0.77613
     3    0.778863

Measurement: ioutv1
  step    AVG(i(v1))    FROM    TO
     0    -0.199789    0    0.1
     1    -0.197502    0    0.1
     2    -0.194165    0    0.1
     3    -0.190815    0    0.1

Measurement: voutv1
  step    AVG(v(+b))    FROM    TO
     0    424.8    0    0.1
     1    424.802    0    0.1
     2    424.806    0    0.1
     3    424.809    0    0.1

Measurement: pwrin
  step    ioutv1*voutv1
     0    -84.8704
     1    -83.8994
     2    -82.4826
     3    -81.06

Measurement: npwr (Wirkungsgrad, mit -100 multiplizieren ergibt Prozentwert)
  step    pwrout/pwrin
     0    -0.545704
     1    -0.547849
     2    -0.549552
     3    -0.551138

Measurement: lpri (Primärinduktivität in Henry)
  step    lp
     0    9.37953
     1    9.64479
     2    9.91005
     3    10.1753

 

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Neues “altes“ über den McIntosh 50W Verstärker

In den "Transactions of the I.R.E." Volume AU-2, Ausgabe März-April 1954 bin ich beim Durchlesen eines Artikels von Alexander Bereskin auf eine sehr ausführliche Beschreibung des McIntosh Prinzips gestossen, worin sehr anschaulich erklärt wird, warum der McIntosh 50W Verstärker mit seiner Parallel Push Pull Anodnung und der 4-filaren Ausgangswicklung so exzellente technische Daten aufweist, obwohl dieser in B-Betriebsart arbeitet.
Herr Bereskin stellt in seinem Artikel [1] ebenfalls einen Verstärker in B-Betriebsart vor, der abgesehen von einem sehr hohen Wirkungsgrad, ebenfalls relativ geringe Verzerrungen aufweist.
Zunächst wird in dem Artikel darauf hingewiesen, welche Vor- und Nachteile die B-Betriebsart mit sich bringt. Der grösste Vorteil ist zunächst einmal der deutlich höhere Wirkungsgrad.
Als Beispiel hier für stelle man sich 2 Pentoden 6L6 in Betriebsart A1 in Push-Pull arbeitend vor, mit einem Wirkungsgrad von 30% und einer totalen Anodenverlustleistung von 40 Watt.  

Diese wären in der Lage, eine Ausgangsleistung von 30/70 x 40 = 17.1 Watt abzugeben.

Die gleichen zwei Röhren 6L6, diesmal in Betriebsart B1 mit 60% Wirkungsgrad wären in der Lage, eine Ausgangsleistung von 60/40 x 40 = 60 Watt abzugeben.  

Die Möglichkeit, mit der gleichen Investition in Endröhren 60 Watt statt 17.1 Watt Ausgangsleistung zu erzielen, sind natürlich ein Ansporn, die mit dem B-Betrieb entstehenden technischen Herausforderungen, an erster Stelle die Übernahmeverzerrungen, anzugehen. Der Vorteil der hohen Effizienz schlägt sich ausserdem auch in der geringeren erforderlichen Grösse des zugehörigen Netzteils nieder.  

Herr Bereskin schlägt in seinem Design (rechts) eine Anwendung von 24-36dB Feedback vor, eine der Massnahmen, um die übernahme-verzerrungen klein zu halten, und spricht dabei von einer dennoch hohen inneren Stabilität seiner Schaltung. 
In seinem Verstärker existiert DC-Kopplung zwischen dem Endstufentreiber ECC83 und den Endröhren 1614. 
Als grössten Nachteil der B-Betriebsart bezeichnet er wie auch schon andere Autoren die in der Streureaktanz zwischen den beiden Primär(teil-)wicklungen gespeicherte Energie. 
Dabei verweist er auf die Arbeit von A. P. Sah [2] aus dem Jahre 1936, die diese gespeicherte Energie als Ursache für einen Leitwert-Einbruch beim Stromübergang zwischen den beiden Endröhren beschreibt, welche beseitigt werden muss, bevor eine erfolgreiche B-Operation möglich wird.
Es gebe verschiedene Wicklungsarten für die Primärwicklung des Ausgangsübertragers, um die Streuinduktivität zu verringern, die wirkungsvollste sei dabei die bifilare Anordnung der Primärwicklung. Allerdings entstehen durch eine bifilare Anordnung von Wicklungen neue Probleme, die zuvor von geringerer Bedeutung waren. Eines dieser Probleme ist die hohe AC-Spannung die nunmehr zwischen parallel nebeneinander liegenden Windungen existiert. Durch neue bessere Isolationsmaterialien kann dieses Problem gelöst werden.  

Ein zweites und deutlich wichtigeres Problem besteht in der deutlich gestiegenen Kapazität zwischen solch parallel liegenden Windungen, was für Ladevorgänge dieser Kapazität sorgt und dabei einen Ladestrom erfordert, der aufgebracht werden muss, bevor sich eine Spannung zwischen diesen Windungen aufbauen kann.
Dieser Ladestrom muss durch die Endröhren aufgebracht werden und ist gewöhnlich einer der Hauptgründe für die begrenzte Leistungsbandbreite eines Verstärkers. 
Dieses Problem kann bei Betrachtung der Schaltung in Fig. 2A (rechts) besser verstanden werden, hier wurde die bilfilare Wicklung in zwei Sektionen unterteilt und die Sekundärwicklung wurde dazwischen gelegt, um die Streuinduktivität zwischen Primär- und Sekundär-wicklung zu minimieren. 
Die vier primären Sektionen wurden symmetrisch miteinander verbunden und es gibt vernachlässigbar wenig DC-Spannungs-unterschied zwischen diesen. Angenommen eine Signal-Spitzenspannung von 250V wird auf jeder Primärsektion angelegt, dann kann eine Spitzenspannung von 500V zwischen allen parallel liegenden Punkten der Wicklungen beobachtet werden, was die horizontalen Pfeile andeuten sollen.
Unerwünscht an dieser Spannungsdifferenz ist, dass, um diese zu erzeugen, die Zwischenwindungs-Kapazität jeweils durch eine der beiden Endröhren aufgeladen werden muss. Ein dafür angefertigter Versuchs-Ausgangsübertrager mit bifilarer Wicklung zeigte eine Zwischenwindungs-Kapazität von 45 Nanofarad zwischen den beiden Primärwicklungen. Um diese Kapazität bei 10kHz Signalfrequenz auf die Spannungsdifferenz von 500V zwischen den Wicklungen laden zu können, ist ein Ladestrom von 1.5A (!) erforderlich. 
Eine gewöhnliche Endröhre in einer Schaltung dieser Art würde normalerweise nur 0.3A Spitzenstrom liefern, so dass das Leistungsvermögen der Endröhre allein zum Laden der Wicklungskapazität bereits bei 2kHz Signalfrequenz erschöpft wäre, womit der -3dB Punkt also bereits bei 2kHz erreicht wäre.  
Folglich sucht man nach Alternativen im Anschluss der Primärsektionen. Fig. 2B (rechts) zeigt eine Alternative dazu. Die Signal-Spannungsdifferenz zwischen den beiden unteren Wicklungssektionen (Punkte c, g) beträgt jetzt 250V, steigt dafür aber bei den oberen beiden  (Punkte a, e) auf 750V. Der totale Ladestrom der Kapazitäten bleibt, aber die Isolationsspannungs-festigkeit muss nun bei den oberen beiden Sektionen noch höher sein. Weitere Sektionalisierung soll, so Bereskin, das Problem nicht verringern, allenfalls aber die Anforderung an die Isolation noch steigen lassen.  

Eine weitere Alternative ist in Fig. 3 (rechts) gezeigt. In dieser Anordnung der geteilten bifilaren Wicklung ist die eine Hälfte mit den Anoden der Endröhren verbunden und die zweite Hälfte ist, unter Berücksichtigung der richtigen Polaritäten, mit den Kathoden der Endröhren verbunden. Nun sind die Punkte b, c, f, und g alle wechselstrommässig auf 0V Potenzial gegeneinander. 
Wenn nun wie zuvor ein Signal an Punkt a mit einem positiven Spitzenwert von 250V bezogen auf Punkt b angelegt wird, wird Punkt e um den gleichen Betrag positiv zu Punkt f. Das ist gleichbedeutend mit 0V Wechselspannung zwischen Punkt e und Punkt a. Das gleiche gilt sinngemäss für die anderen Punkte der bifilaren Wicklungen. Nunmehr ist der Ladestrom innerhalb der Primärwicklung gleich 0A, unabhängig davon, wie hoch die Zwischenwindungs-Kapazität auch tatsächlich ist.
Da Punkt h nun auf dem gleichen AC-Potenzial ist wie Punkt d, jedoch auf einem deutlich höheren Gleichspannungspotenzial, kann dieser mit dem Schirmgitter der oberen Röhre verbunden werden um dieses mit einer konstanten Spannung zu versorgen. In ähnlicher Weise wird Punkt e mit dem Schirmgitter der unteren Röhre verbunden. Die Schirmgitter- und Anodenspannung liegen damit jedoch auf gleichem Potenzial, solange keine Vor-kehrungen für eine Absenkung der Schirmgitterspannungen getroffen werden. 
Ausserdem benötigt diese Schaltung eine Treiber-Ausgangsspannung von etwas mehr als 50% der Ausgangsübertrager-Primärspannung. Mit einer passenden Treiberschaltung und dem entsprechenden Feedback wird daraus der McIntosh Power Amplifier [3] und ist in der Lage 50W; Leistung über einen aussergewöhnlich grossen Frequenzbereich abzugeben.  

Eine andere Lösung des Problems ermöglicht die Sinclair-Peterson Schaltung [4] in Fig. 4a und ihr Transformator basiertes Equivalent mit Pentoden in Fig. 4b. Beide Primärsektionen arbeiten in dieser Schaltung gleichzeitig und müssen daher nicht bifilar aufgebaut sein. Diese Schaltungen stellen eine Herausforderung für den Treiber dar, muss dessen Anode (laut Bereskin) doch innerhalb einer Schwingung Spannungen zwischen 200 und 1100Volt durchlaufen (anm.: deshalb wurden später Röhren wie die EL86 entwickelt, die einen deutlich geringeren Anodenspannungs-bedarf in dieser Applikation haben, dazu siehe auch in den vorhergehenden Posts). In Fig. 4b gibt es geeignete Punkte für die Versorgung der Endröhren-Schirmgitter.  Ein Nachteil dieser Schaltungsanordnung ist, dass Anoden und Schirmgitterspannung gleich sind, es sei denn zusätzlicher Schaltungs-aufwand wird getrieben. 
In der Literatur werden zwei Sinclair-Peterson Schaltungen beschrieben [5,6], in denen u.a. Spannungsregler-Röhren dafür sorgen, dass die Schirmgitterspannungen letztendlich unter der Anodenspannung liegen. Die publizierten Daten zu diesen Verstärkern zeigen, dass deren Performance im wesentlichen nahe an der des zuvor erwähnten McIntosh Verstärkers liegen.  
Peterson und Sinclair schreiben dazu, dass ihr Konzept den Betrieb mit einem Klirrfaktor von nur 0.1% bei 50W Ausgangsleistung ermöglicht, dies unter Verwendung von zwei Endröhren 1614, die dabei die ICAS-Grenzwerte für die Schirmgitter im Gegensatz zu 6L6 Endröhren nicht überschreiten. Allerdings werden diese Daten nur bei sorgfältigem Abgleich der Betriebsparameter und unter Anwendung von (wiederum) 25dB - 30dB Feedback erreicht.  

Hier eine Prinzipabbildung der Peterson-Sinclair- Schaltung, die im Gegensatz zur sehr vereinfachten Darstellung von Bereskin doch mehr sinnvolle Details erkennen lässt, wie zum Beispiel die Gewinnung der Treiber Anodenspannung aus der Schirmgitter-spannung der oberen Endröhre (die also auch hier mit der Kathode der oberen Endröhre “mitläuft“), oder auch die Gewinnung der Gegenkopplungsspannung und deren Einspeisung an die richtige Stelle. 
Die Anschaltung der Endröhren in Fig. 6 lässt erkennen, dass man auch nur mit 1 einzigen Betriebsspannung auskommen kann.  

Die Darstellung der Spannungen im Ausgangs-signal beim Peterson-Sinclair Verstärker und des Anodenstroms der unteren Endröhre (links) zeigen selbst bei 20 kHz noch eine gute Symmetrie der Flanken, was auf wenig Verzerrungen schliessen lässt. Peterson und Sinclair verweisen u.a. auf H.S. Black [7] mit folgender Aussage:
"Die bislang wirkungsvollsten Waffen zur Bekämpfung von Verzerrungen in Leistungsver-stärkern sind Gegentakt-verstärkung und negatives Feedback. 
Gegentaktbetrieb sorgt für ein symmetrisches Signal rund um den Arbeitspunkt, verringert harmonische Verzerrungen und Mischprodukte, hervorgerufen durch geradzahlige Oberwellen.  
Gegenkopplung verbessert die Reproduktionsgenauigkeit durch Rückführung eines Teils der Ausgangsssignals zum Eingangskreis um nichtlineare Effekte zu reduzieren."

Allerdings:  
Weder der McIntosh- noch der Peterson-Sinclair Verstärker schliessen einen Ausgangsübertrager in die Feedback Schleife mit ein, obwohl dieser bei Auslastung bis zum (aus wirtschaftlichen Gründen) technisch Möglichen ebenfalls nichtlineare Verzerrungen erzeugt. 

Intermezzo
Im Vorfeld zu Hr. Bereskins Artikel findet sich in der März-April Ausgabe der gleichen Zeitschrift [8] eine detaillierte Arbeit von Chai Yeh (University of Kansas, Lawrence, Kansas) über den Peterson – Sinclair Verstärker, die einen konkreten Schaltplan der Endstufe zeigt, diesmal auch mit Werteangaben zu den verwendeten Komponenten und neben dem Einsatz eines Ausgangsübertragers (Typ: Western 134c mit 3.8:1 Übersetzungsverhältnis und geteilter Primärwicklung) und einer Möglichkeit, den Grid-Bias der Endröhren getrennt zu justieren.

Mit 1 Paar 6L6GA Endröhren konnte dabei bei 400V Betriebsspannung und einer 6SN7 Triode als Treiber 28 Watt Ausgangsleistung erzielt werden. Dabei zeigte sich ein Frequenzgang von 30Hz bis 200kHz bei -2 dB. Diese Arbeit wurde unterstützt von E. L. Chaffee, zu dieser Zeit Professor an der Harvard University, und von Dr. A. Peterson und Dr. D. B. Sinclair, beide bei General Radio tätig.
Die Analyse des optimalen Lastwider-stands unter 2 verschiedenen Betriebsspannungen zeigt bei E_B+B- = 400 V und E_C+C- = -35V ein Optimum bei von 110 Ω, während bei  E_B+B- = 300 V und E_C+C- = -20V ein Optimum bei 90 Ω Lastwiderstand gefunden wurde. Dies entspricht den in seiner Arbeit vorausgegangenen Berechnungen von Mr. Yeh, die als Lastwiderstand ein Viertel dessen vorhersagen, was bei einer konventionellen Push-Pull Endstufe als Anode – Anode Widerstand angegeben wird. Weiter angegeben wird, dass mit zunehmendem Lastwiderstand die erforderliche Steuerspannung abnimmt. Es wird ausserdem darauf hingewiesen, dass µ₂ und Ra₂ der Endröhren möglichst klein sein sollten, während µ1 der Treiberröhre gross ist bzw. umgekehrt um einen Wert M zu erreichen, der gemäss der Grafik zwischen 1.3 und 4 liegt.Je grösser der Wert M wird (siehe Grafik), desto geringer die maximal erreichbare Ausgangsfrequenz bei einer bestimmten Ausgangsleistung. Bei fo = 1 MHz und M = 1.5 liegt der -2dB Punkt noch bei 667kHz, während er bei M = 2 bereits auf 500kHz abfällt (anm.: dieser Verstärker wurde zum Teil auch zur Verstärkung von Videosignalen eingesetzt). Der Wert N = 0.5 entsteht durch die Aufteilung der Last auf zwei Endröhren und ist daher ohne weitere Bedeutung für diese Berechnung. Rp1 steht für den Innenwiderstand des Treibers, Rp2 für den der Endröhren.

Herr Bereskin wiederum schlägt für seinen Verstärker eine modifizierte Bifilarwicklung im Aus- gangsübertrager vor, um so die Zwischenwindungs-Kapazität um ca. 50% zu senken (Bild unten).

Dazu wird auch hier bifilar gewickelt, aber mit Hilfe einer speziell konstruierten Wickelvorrichtung bei jeder neuen Windung die Reihenfolge der bifilar nebeneinander liegenden Drähte umgekehrt (siehe Reihenfolge 1:2, 2:1, 1:2, ....). Da aber auch die Wicklungs-Kapazität zwischen zwei Lagen zu einem Drittel in die Gesamtkapazität mit eingeht, werden letztlich ca. 30% Reduktion der Wicklungs-kapazität erzielt, was im Gegensatz zu McIntosh jedoch nur eine moderate Verbesserung gegenüber konventionellen Ausgangsübertragern bedeutet.  

Der grosse technologische Vorsprung bei McIntosh besteht also in der kompletten Eliminierung des Einflusses der Zwischenwindungskapazität ohne besondere Wickel-Tricks. Einen weiteren Teil zur hohen Performance trägt auch der Schnittbandkern bei, der aus; kornorientiertem und wahrscheinlich auch noch verbessertem Elektroblech gefertigt wurde.  

Übrigens: Auch Herr Bereskin hat für seinen Verstärker einen Schnittbandkern für den Ausgangsbertrager ausgewählt, nicht zuletzt wegen des kornorientierten Elektroblechs, das hilft, sowohl die Wirbelstromverluste als auch die Verluste bei höheren Frequenzen zu reduzieren.  

Man bedenke, dass seit jener Zeit deutlich bessere Elektroblech-Qualitäten entwickelt wurden und stelle sich vor, was damit heutzutage noch an Performance gesteigert werden kann.

Gruss    
Achim

Literaturnachweis

[1] Alexander B. Bereskin, "A High efficiency – High Quality Audio Frequency Power Amplifier", Transactions of the I.R.E., Volume AU-2, No. 2, March-April 1954, pp. 49-60

[2] A. Pen-Tung Sah, "Quasi-transients in Class B audio-frequency push-pull amplifiers," Proc. I.R.E., vol. 24, no. 11, pp. 1522-1541; November, 1936

[3] F. H. Mcintosh & G. J. Gow, "Description and analysis of a new 50 watt amplifier circuit," Audio Eng., vol. 33, no. 12, pp. 9-11, 35-40; December, 1949.

[4] A. Peterson and D. R. Sinclair, "A single ended push-pull audio amplifier," Proc. I.R. E., vol. 40, no. I, pp. 7-11, January, 1952.

[5] A. P. Peterson, "A new push-pull amplifier circuit, "The General Radio Experimenter." vol. 26, no. 5. pp. 1-7; October, 1951.

[6] H. W. Lamson, "A high power toroidal output transformer,"The General Radio Experimenter, vol. 26, no. 6, pp. 5-8; November, 1951.

[7] H. S. Black, "Stabilized feedback amplifiers," Bell Sys. Tech. Jour., vol. 13, pp. 1-18; January, 1934.

[8] Chai Yeh, "Analysis of a Single-Ended Push-Pull Audio Amplifier", Transactions of the I.R.E., Volume AU-1, No. 2, March-April 1953, pp. 9-19

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Noch ein Puzzleteil der PPP-Geschichte...

Liebe Mitglieder, Leser des RM,

Auch wenn man versucht, möglichst alles über ein Thema zu recherchieren, kann es passieren dass erst später noch weitere Puzzleteile auftauchen.
In diesem Fall handelt es sich um eine Art Nachlese zum Funkschau - PPP Verstärker mit einer Schaltungsmodifikation, gefunden in der Ausgabe 3, 1958, Seite 69 [3].
"Zwischen den Zeilen" ist dabei auch etwas über die Probleme mit dieser Schaltung erkennbar, was sich u.a. auch in der Erwähnung eines speziellen Ausgangsübertragers (siehe weiter unten) niederschlägt.
Hier der Text aus dem Funkschau-Artikel:
"Der PPP-Endverstärker, dessen Bau wir in FUNKSCHAU 1957, Heft 2 [2], beschrieben, und sein zugehöriges Steuergerät STG 100 (1957, Heft 22) sind von sehr vielen Lesern mit bestem Erfolg nachgebaut worden.
In zahlreichen Zuschriften werden Bausicherheit sowie hohe Klanggüte beider Einheiten hervorgehoben, und die Leser haben auch bestätigt, dass für eine Hi-Fi-Anlage eine maximale Sprechleistung von rund 20 W kein Luxus ist, wenn man die Tiefen im richtigen Verhältnis zur Mittellage abstrahlen will und sie demzufolge im Lautsprecherentzerrer (Bild 2 in FUNKSCHAU 1957, Heft 2) kräftig anhebt.
Einige Besitzer des PPP-Verstärkers, die sich auch den dazu empfohlenen Lautsprecher-schrank bauten, hatten bald herausgefunden, dass man mit der beschriebenen Anlage auch saalfüllende Lautstärken erzielen kann, wenn der Entzerrer überbrückt wird.
Diese Beobachtung ist völlig richtig und die geschilderte Erscheinung ist auch altbekannt. Da man infolge Weglassens der Bass- (und Höhen-) Voranhebung die Gesamt- Sprechleistung in die Mittellagen stecken kann, entsteht ein sehr viel höherer Lautstärkeeindruck.
Bei derart hohen Schalldrücken stört auch das Fehlen der Voranhebung nicht mehr, weil das menschliche Ohr bei grossen Lautstärken Höhen und Tiefen nahezu gleichlaut empfindet wie die Mittellagen (vgl. Radio - Praktiker - Bücherei Band 26, "Tonstudio-Praxis", Bild 2, Kurven gleicher Lautstärke).
Unpraktisch ist nur, dass man den Entzerrer je nach Betriebsart der Anlage (Wiedergabe im Heim oder im Saal) von Hand aus ein- oder ausschalten muss. Es lag daher nahe, ihn mit einem gehörrichtigen (angezapften) Lautstärkeregler zu kombinieren, so dass er bei Zimmer-lautstärken wirksam, bei voll aufgedrehtem Regler unwirksam ist.
Wenn man von der speziellen Bemessung der Schaltglieder absieht, so ist das alles nichts Besonderes.
Aber bei den Versuchen ergaben sich verschiedene interessante Gesichtspunkte, die zu einer etwas geänderten, recht eleganten Eingangsschaltung mit zusätzlichem Pegelregler führten. Wir wollen diese Schaltung denjenigen Lesern bekanntgeben, die mit ihrem PPP-Verstärker gelegentlich auch Saalübertragungen durchführen möchten.
In der Schaltung (links) sind geänderte oder neu hinzu-gekommene Schaltelemente mit dem Zusatz - Index a gekennzeichnet.
Die Eingangsklemmen wurden mit 10 kohm (R 1a) überbrückt, um unerwünschtes Leitungs-brummen klein zu halten, wenn zufällig am Leitungs-anfang vergessen wurde, das Steuergerät STG 100 anzuschliessen.
Der Lautstärkeregler L ist eine Spezialausführung der Firma Preh. Der erste Zapfpunkt sitzt bei 45°, der zweite bei etwa 130°.
Das ist bei Bestellung ausdrücklich anzugeben. Die RC-Kombinalion R 2a / C 2a beginnt mit der Bassanhebung bei 530 Hz, das nächste Glied R 4a / C 4a heht bei sehr kleinen Lautstärken noch einmal zusätzlich ab 800 Hz die Tiefen an.
Mit R 3a / C 3a wird bei mittleren und kleinen Lautstärken eine Höhenanhebung ab etwa 5000 Hz erzielt.
Weil bei dieser neuen Schaltung die Entzerrerdämpfung wegfällt, wenn der Lautstärkeregler voll aufgedreht ist, muss auf irgendeine Art die Eingangsempfindlichkeit des PPP-Verstärkers herabgesetzt werden. Zu diesem Zweck könnte man zwar R 1a als Vorregler (mit Schraubenzieher-Betätigung) ausbilden, aber diese Lösung ware wenig elegant.
Infolge der grossen nachfolgenden Verstärkung bleiben alle Schaltelemente und Leitungen zwischen R 1a und dem Gitter der Eingangstriode brummempfindlich und man muss genau wie bei der in der FUNKSCHAU 1957, Heft 2, beschriebenen Originalschaltung einige Sorgfalt bei der Verdrahtung walten lassen. Es ist deshalb besser, die Pegelregelung so vorzunehmen, dass sie die Eigenverstärkung der ersten Röhre und damit auch die Störanfalligkeit der gesamten Eingangsschaltung herabsetzt. Das lässt sich sehr zweckmässig mit einer erweiterten Gegenkopplung bewirken, die eine zusätzliche Stabilisierung zur Folge hat.
Die Gittervorspannung wird in Zukunft mit R 6a durch Gitteranlaufstrom erzeugt, so dass R 7 nur noch zum Einführen der Gegenkopplung dient. In Reihe mit R 7 liegt ein Einstellregler R 7a, der eine kombinierte Strom-/Spannungsgegenkopplung hervorruft und zum Pegelabgleich dient. Je hochohmiger R 7a eingestellt wird, um so mehr steigt die Stromgegenkopplung im ersten Triodensystem und um so unempfindlicher wird der Verstärkereingang. Gleichzeitig steigt aber auch die über R 14a zugeführte Spannungsgegenkopplung, die den Effekt noch mehr unterstützt.
Weil diese "Hauptgegenkopplung" im gleichen Sinn zunimmt, wie die Eigenverstärkung der ersten Stufe zurückgeht, kann der Gegenkopplungsgrad noch kräftiger als bei der Originalschaltung gewählt werden, ohne dass Selbsterregung zu befürchten ist.
Deshalb ist R 14a auf 30 kohm verringert worden. Die letztgenannte Änderung ist jedoch nur zulässig, wenn der neuere in besonderer Wickelweise angefertigte Engel-Ausgangsübertrager Typ GA/M 8 PPP benutzt wird. [1]
Bei der früheren Ausführung muss R 14 mit 50 kohm beibehalten werden. Aber auch dabei macht sich die Zusatzstabilisierung durch die kombinierte Gegenkopplung sehr angenehm bemerkbar. In der Praxis hat sich gezeigt, dass die günstigste Einstellung von R 7a bei 5 kohm liegt. Das gilt, wenn die Eingangsspannung rund 1 V beträgt.
Wer gelegentlich "leisere" Tonquellen vorschalten will, stellt R 7a auf einen geringeren Wert ein; wer dagegen die Maximallautstärke begrenzen möchte, wählt den vollen Wert von 10 kohm. Beim Mustergerät wurde der Pegelregler (Ruwid-Einstellregler) unterhalb des Chassis unmittelbar in die Verdrahtung eingelötet.
Fritz Kühne"

Gruss

Achim

[1] Bei der früheren Ausführung ist der Wickelkörper geteilt
(Anm.1: was wohl von Nachteil für den Kopplungsgrad gewesen sein könnte)
(Anm.2: Im ursprünglichen Funkschau Artikel 2/1957 wurde der geteilte Wickelkörper gar nicht erwähnt)

[2] Fritz Kühne, "20W Hifi Verstärker PPP20", Funkschau Feb. 1957, pp. 3

[3] Fritz Kühne, "Neues vom PPP Verstärker", Funkschau Mrz. 1958, pp. 69

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