Spannungswandler, neu

Im August 2010 habe ich hier einen einfachen Drosselwandler für künstliche Anodenbatterien beschrieben. Aber es geht noch einfacher, mit nur einem Transistor gelingt ein Wandler mit Ein - Aus - Automatik, das heisst der Wandler arbeitet nur unter Last. Die Einschaltempfindlichkeit wird mit R1 festgelegt. Der Widerstand R2 und die Sicherung F1 verhindern eine Zerstörung des Transistors bei Überlastung oder Kurzschluss am Ausgang Ua. Leider verfüge ich über keine Daten des verwendeten Schalenkerntrafos Tr, er stammt aus der Bastelkiste. Als Transistor kann fast jeder pnp-Leistungstransistor verwendet werden (mit kleinem Kühlkörper). Der 10nF-Kondensator verbessert den Wirkungsgrad und senkt die Arbeitsfrequenz, der günstigste Wert muss ermittelt werden.
Leider bin ich nicht in der Lage den Wandlertrafo zu berechnen. Vielleicht kann jemand helfen?

 

Anlagen:

• Tabelle (12 KB)

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Nun habe ich einen Schalenkerntrafo gefunden dessen Wicklungsdaten bekannt sind:

Der erste Versuch primärseitig 3 Windungen, sekundär 90 Windungen. Der Wirkungsgrad WG ist sehr schlecht und die Arbeitsfrequenz viel zu hoch:

Der 2. Versuch primär 12 Windungen, sekundär 90 Wdg. Der Wirkungsgrad ist etwas besser und die Arbeitsfrequenz noch zu hoch:

Ich könnte mir vorstellen, dass primär 20 Wdg. und sekundär ca. 400 Wdg den Wirkungsgrad wesentlich verbessern und auch die Arbeitsfrequenz deutlich senken würden.
Das Signal auf der Sekundärseite des Trafos:

Die Versuchsschaltung wurde am Steckbrett aufgebaut. Die Störstrahlung ist durch die relativ langen Leitungsverbindungen enorm, erst in ca. 3m Entfernung konnten mit einem MW-Portable keine Störungen mehr festgestellt werden. Mittels Kondensatoren parallel zur Primärwicklung konnte das Signal sinusähnlich geformt werden, allerdings mit erheblich schlechteren Wirkungsgrad. Auch die Störstrahlung wurde dadurch nicht geringer.
Fazit: Wenn dieser Wandler als künstliche Anodenbatterie verwendet wird, muss er unbedingt in ein HF-dichtes Gehäuse eingebaut und durch weitere Massnahmen wie Drosseln und Kondensatoren entstört werden.

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Durch weitere Versuche und einer Schaltungsänderung wurde aus dem DCW1117 der DCW318 mit wesentlich besseren Eigenschaften. Die Ausgangsspannung des Wandlertrafos ist nun sinusähnlich. Die Schaltfrequenz lastabhängig aber nurmehr geringfügig von der Höhe der Eingangsspannung. Als Wandlertrafo sind nur Trafos mit Ferritkern brauchbar. Bei optimal dimensionierten Trafo sind Wirkungsgrade bis 90% erreichbar und dies über einen grossen Spannungs- und Lastbereich.

Als Beispiel ein DC-Wandler mit dem Schalenkern RM10 (Abmessungen 30 x 27 x 22mm), Wicklungs- und Kerndaten unbekannt, kein Luftspalt. 3 Wicklungen mit 2 x 2Ω und 10Ω. Windungszahlen unbekannt. Der Trafo wurde zerlegt und eine Primärwicklung mit 15 Windungen CuL 0,4mm zusätzlich aufgebracht. Der komplette Wandler mit den Massen 50 x 34 x 28mm schafft spielend eine Leistung bis 20W bei Ausgangsspannungen über 300V und Wirkungsgrade meist über 80%. Da am Wandler keine Leerlaufspannung gemessen werden kann weil er ohne Last abgeschaltet ist, wurde mit einem 240kΩ Widerstand ein annähernder „Leerlauf“ simuliert. Schon im „Leerlauf“ ist der Wirkungsgrad ungewöhnlich hoch, keine andere Wandlerschaltung erreicht diesen hohen Wirkungsgrad. Dabei ist die „Leerlaufspannung“ nur geringfügig höher als unter Last. Damit erübrigt sich eine Stabilisierung. Ich habe verschiedene Stabilisierungsschaltungen probiert, die Stabilisierung funktioniert gut aber der Wirkungsgrad stürzt auf ca. 30% ab.

Ein RM.org-Mitglied hat diesen DC-Wandler erfolgreich nachgebaut zur Erzeugung einer 120V Anodenspannung für ein Röhrenautoradio vorgesehen für einen Oldtimer. Frühere Versuche mit Sperrwandler und Royerconverter waren nicht zufriedenstellend.

Ausführliche Beschreibung auf meiner Homepage unter DCW318

Anlagen:

• Bilder und Daten (53 KB)

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Servus Gerhard Heigel

Die Wandlerschaltung von Dir ist prinzipiell genial aufgebaut, weil sie geradezu einfach im Bauteilaufwand ist und bei moderaten Leistungen auf jeden Fall empfohlen werden kann. Ich baue auch Schaltnetzteile und AC-Servo-Regelgeräte und weiß, wie heikel mitunter speziell die Übertrager-Auslegungen sein können.

Ich bevorzuge zumeist Gegentaktschaltungen mit einem Regel-IC z.B. TL494 und einem Zweiweggleichrichter, was aber schnell eine ganze Eurokarte voll Elektronik zur Folge hat. Daher sind diese kleinen Sperrwandler bei "Gering-Aufwand-Projekten" sehr verlockend. Die Übertrager-Berechnung ist aber sehr heikel, weil für eine Berechnung zu viele Abwägbarkeiten gegeben sind und man kaum Parameter zur Verfügung hat (bei Gegentakt und Brücke kann man eine normale Transformatorenberechnung durchführen), bei freischwingenden Sperrwandlern ist das zu komplex, da alle Werte driften (Frequenz, Tastverhältnis und Art und der Hystereseschleife). Daher gehe ich bei der Dimensionierung der Übertrager wie folgt vor:

Als erstes noch ein Hinweis:

Eintaktübertrager brauchen immer! einen Luftspalt, damit sich im gesperrten Betriebszustand der Kern entmagnetisieren kann, ansonsten sättigt sich der Kern und der Wirkungsgrad ist sehr schlecht, sofern die Schaltung überhaupt anläuft. 

Diverse Pyrit-Materialien bestehen bereits aus Material mit Luftspaltfunktion. Diese haben dann außen keinen ersichtlichen Luftspalt. Die Datenblätter der jeweiligen Kernmaterialmischungen geben darüber Auskunft. Im Zweifelsfall kann man N27 mit Luftspalt einsetzen.

Nun zur Wickeldatenermittlung, wie sie mir gut gelingt:

1. Zuerst einen Kern aussuchen der passen könnte (Bastelkiste, Reichelt usw.), auf jeden Fall mit Luftspalt!

2. Den Wandler aufbauen (Elektronik).

3. Bei Eingangsspannungen (U1) von ungefähr 6-12V primär mit 15 Windungen beginnen und sekundär pauschal 50 Windungen ansetzen, damit man schon mal einen Bezug kriegt.

4. Das Ganze in Betrieb nehmen (im Leerlauf oder Quasi-Leerlauf), dabei das Schaltverhalten prüfen, und den Leerlaufstrom so wie die Ausgangsspannung messen und aufschreiben.

5. In den meisten Fällen (wenn soweit alles richtig verschaltet wurde), sollte der Eingangsstrom sehr gering sein.
Wenn das der Fall ist, dann sollte man die Primärwindungszahl reduzieren, die Schwingfrequenz und die "Anpass-Kondensatoren" im Auge behalten (es wirkt alles ineinander) und erneut wie bei 4. Vorgehen.

6. Das Procedere so lange wiederholen, bis der Eingangsstrom einen deutlichen Anstieg aufweist, dann wieder die Primärwindungszahl erhöhen. Es ist wichtig, das Ganze bei der Maximal-Eingangsspannung, die man anwenden möchte, zu ermitteln.

7. Endlich geschafft! Die Primärwindungszahl ist nun ermittelt und jetzt braucht man nur noch die Sekundärwindungszahl per Dreisatz von "U2 Ist" (50 Windungen) auf  (x Windungen) "U2 Soll" umrechnen und nach dem letzten Feinschliff an der gesamten Schaltung den Übertrager abschließend sauber wickeln. (U2=Ausgangsspannung)

Das Vorgehen hat bei mir bis jetzt immer gute Ergebnisse gebracht. Es bedingt aber bei jeder Änderung am Konzept ein neues Experimentieren. Deswegen bevorzuge ich meist diese Transistorgräber mit IC’s, galvanischer Trennung, Feedback usw.

Und noch ein Tipp zur Auswahl einiger Teile:

Die Gleichrichterdiode in obiger Schaltung kann ein Wirkungsgradfresser sein!

Die 1N400x-Dioden sind für 50Hz Gleichrichter vorgesehen und brennen bei mir immer wieder mal durch, weil die passende Ultra-Fast- oder besser Schottky-Diode oder bei Leistungsbedarf noch besser eine Siliciumcarbid-Schottky-Diode gerade nicht griffbereit sind. Wenn die Diode passt, bleibt diese entsprechend kalt, die 1N400X-Dioden heizen sich bereits im Leerlauf bedenklich auf, zumindest bei 30kHz-überlastender Digital-Taktung, wie es bei den meisten Powerschaltungen heute so üblich ist!

Auch beim Transistor kann es heikel werden:

Bei einer zwangsgetakteten Sperrwandlerschaltung, die ich für diverse Regelgeräte, die viele Betriebsspannungen benötigen, entwickelt habe und die einen Extrem-Breitspannungs-Eingang von 10-63V hat, hat mir der Primärtakttransistor beinahe das Konzept zum Scheitern gebracht!

Das Problem war, dass bei 10V quasi der Transistor sehr niederohmig durchschalten muss, er andererseits aber Spannungsspitzen deutlich größer 300V vertragen muss! Wenn ich die Spannungsspitzen mit Kondensatoren dämpfe, bleibt der Wirkungsgrad auf der Strecke.
Nehme ich einen hochsperrenden MOSFET, (Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor) ist der Wirkungsgrat ebenfalls dahin wegen des großen RDS-On. (RDS-on nennt man den Leitwiderstand eines MOSFET im eingeschalteten Zustand. R=Resistor D=Drain, S=Source)

Da bleibt nur noch ein Ultra-Fast IGBT (Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode) 20A / 600V, der sowohl bei 10V die Stromspitzen zum Erregen aushält als auch die Spannungsspitzen beim Sperren. Allerdings haben diese IGBT gut 2V Vorwärtsspannungsabfall, was bei 10V nicht akzeptabel war. Es ging mit diesen 40 Watt Sperrwandler aber leider nicht anders, Wirkungsgrade bis ungefähr 75% waren so machbar.

Dann kam der Hightech-Durchbruch: ein SiC-MOSFET (Siliciumcarbid-MOSFET) mit 80A / 650V und sage und schreibe 17mΩ RDS-On. Das hat die Netzteilserie gerettet, der Wirkungsgrad ist jetzt bei über 90% im gesamten Spannungsbereich! 

Als Hinweis dazu muss ich aber sagen, dass diese Ressourcenverschwendung (SiC-MOSFET) nicht sein müsste, hätte ich einen Gegentaktwandler für diese Aufgabe projektiert. Sperrwandler sind eher etwas für größere Eingangsspannungen, zumindest ab einer gewissen Leistung!

Die erste Fassung dieser Mitteilung hat sehr interessante elektronische Zusammenhänge erkennen lassen. Einige Mitglieder haben sich daher entschlossen, den Entwurfscharakter der ursprünglichen Mitteilung gemeinsam mit Benjamin Krippner zu überarbeiten. Editiert durch Benjamin Krippner, Heribert Jung, Hans Rodt und Ernst Erb.

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Demonstration

über die Leistungsfähigkeit dieser Wandlerschaltung. Als Wandlertrafo wurde ein winziger Schalenkern RM3 ohne Luftspalt mit den Massen 10 x 10 x 10mm verwendet, der Transistor ist ein BD204 ungekühlt. Für Dauerbetrieb ist dieser Aufbau keinesfalls geeignet. Schon nach 1 bis 2 Minuten wird der Trafo heiß, ebenso der Transistor.

Trafodaten: Kern N48 160, Primärwicklung 20 Wdg. CuL 0,4mm, Sekundärwicklung 400 Wdg. CuL haardünn, mit Schublehre nicht messbar, Wicklungswiderstand 61 Ohm.

Durch den begrenzten Wickelraum musste dieser dünne Draht verwendet werden um die 400 Windungen und die Primärwicklung unterzubringen. Im Normalbetrieb ist dieser DC-Wandler als künstliche Anodenbatterie vorgesehen, mit Ausgangsspannungen von 40 bis 120V und Strömen nicht mehr als 20mA. Bei dieser Betriebsart wird weder der ungekühlte Transistor noch der Trafo warm. Sollte der Wandler 15 Watt oder mehr leisten, ist ein Kern RM5 oder grösser empfehlenswert weil mehr Wickelraum zur Verfügung steht. Dann können CuL Drähte ab 0,2mm verwendet werden. Mit den grösseren Drahtquerschnitten verringert sich auch der ohmsche Widerstand der zur Erwärmung beiträgt.

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Anodenspannung aus dem Kleinspannungsnetzgerät

Um Röhrenportables oder antike Batterieradios zu betreiben oder zu reparieren ist eine Anodenspannung erforderlich. Mit Hilfe des DC-Wandlers DCW318 wurde ein Gerät geschaffen, das Anodenspannungen von 50 bis 150V bei einem Maximalstrom von 30mA stufenlos regelbar zur Verfügung stellt. Zum Betrieb ist ein regelbares Netzgerät von 0 bis mindestens12V/1A erforderlich. Die Höhe der Eingangsspannung bestimmt die Höhe der Ausgangsspannung (Anodenspannung).

In das Halbschalengehäuse (wie Isotest 6) mit den Massen 123 x 70 x 40mm wurden zum Wandler und Beschaltung 2 Messinstrumente für Spannung und Strom eingebaut. Der Eingang erfolgt über einen Brückengleichrichter so dass auf die Polarität keine Rücksicht genommen wird, notfalls ist auch eine Speisung mit Wechselspannung möglich. Da der DCW318 eine wesentlich höhere Spannung und einen wesentlich höheren Strom erzeugen kann, sind die beiden Instrumente durch Dioden vor Beschädigung durch Überlastung geschützt. Als Anzeigeinstrumente wurden ursprüngliche Aussteuerungsinstrumente mit nichtlinearem Skalenverlauf verwendet. Die neu gefertigten Skalen mussten individuell geeicht werden. Der Anfangsbereich des Voltmeters ist durch die 47V Zenerdiode gedrängt. Instrumentendaten: 380µA 700Ώ. Der Widerstand RL mit 100kΏ bildet die Grundlast um die Ein-Aus-Automatik zu deaktivieren. Die Drossel und der 0,1µF-Kondensator dienen der Entstörung. Der Wirkungsgrad des Adapters ist schlecht, er bewegt sich zwischen 11% und 65%. Das liegt an den externen Beschaltungen wie Brückengleichrichter, Dioden und Widerstände, all diese verschlechtern den Wirkungsgrad. Da der DC-Wandler aus einem Netzgerät gespeist wird, ist der WG nebensächlich.

Anlagen:

• Frontansicht (28 KB)
• Innenansicht (38 KB)
• Schaltung (10 KB)
• Messwerte (18 KB)

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