TAA920 (TAA920) Integrierte AM/FM-ZF-Verstärkerschaltung
TAA920 (TAA920) Integrierte AM/FM-ZF-Verstärkerschaltung
Der TAA920 war Telefunkens erstes IC für einen AM/FM-ZF-Verstärker. Die Demodulation erfolgte dabei noch mit Dioden in einer zusätzlichen externen Schaltung. Technisch war das IC daher bald überholt. Der TFK Applikationsbericht 16/0570 "Strobel, H.J.: TAA920 - Integrierte AM/FM-ZF-Verstärkerschaltung" ist trotzdem interessant, da die Funktionsweise sehr detailliert beschrieben wird.
1. Einleitung
Mit monolitisch integrierten Schaltungen, im folgenden kurz IS genannt, lassen sich neben Bausteinen der Digitaltechnik auch Funktionseinheiten für Geräte der Unterhaltungselektronik herstellen. Nachdem solche IS zunächst für verschiedene Anwendungen im Niederfrequenzbereich, z. B. als Verstärker für Hörhilfen, Aufnahme Wiedergabeverstärker von Tonbandgeräten und vollständige Niederfrequenzverstärker mit Ausgangsleistungen von mehreren Watt zur Speisung normaler Lautsprecher angeboten wurden, sind nun auch Zwischenfrequenzverstärker für die beiden in Rundfunkgeräten üblichen Zwischenfrequenzen von 460 kHz bei AM und 10,7 MHz bei FM als IS erhältlich. Dieser Bericht beschreibt den bei AEG TFK entwickelten Typ TAA 920.
2. Anforderungen und allgemeine Beschreibung
Aufdem für die hier beschriebene IS interessanten Markt der vorwiegend tragbaren, batteriebetriebenen Rundfunkempfänger herrschen solche Geräte vor, die den UKW FM Bereich und mindestens einen AM Bereich, im allgemeinen den MW Bereich erfassen. Ein dafür entwickelter ZF Verstärker muß also in der Lage sein, Signale beider Modulationsarten möglichst optimal zu verarbeiten. Es gibt im wesentlichen zwei verschiedene Konzepte: die "Zweikanal Lösung", bei der getrennte Verstärker für die FM ZF und die AM ZF verwendet werden, und die aus der Technik mit diskreten Bauelementen bekannte Lösung, bei der möglichst viele Schaltungselemente für beide Betriebsarten ausgenützt werden. Der Typ TAA 920 ist in der zuletzt genannten Schaltungstechnik aufgebaut. Die Betriebsart läßt sich durch Betätigen von "kalten", d. h. keine Hochfrequenz führenden Kontakten wechseln.
Der TAA 920 ist in einem zweireihigen Steckgehäuse (dual inline package, DIP) aus Kunststoff mit 16 Anschlüssen aufgebaut. Diese Gehäuseform ist besonders gut für den Einsatz in gedruckten Schaltungen geeignet.
Die IS TAA 920 wurde in erster Linie für den Einsatz in batteriegespeisten Rundfunkgeräten entwickelt. Da in solchen Empfängern teilweise keine AM Hochfrequenzvorstufe und keine Regelung der AM Mischstufe vorgesehen ist, muß die Möglichkeit gegeben sein, die gesamte Schwundregelung im Zf Verstärker zu erreichen. Für ein gutes Großsignalverhalten ist ein Regelhub von mindestens 60 dB, bezogen auf eine Änderung der NF-Ausgangsspannung des AM Demodulators von 10 dB, zu fordern. Der Störabstand für große Eingangssignale, beispielsweise beim Empfang des Ortssenders, sollte 50 dB erreichen, bezogen auf einen Modulationsgrad von m = 0,3. Der Klirrfaktor des vom AM Demodulator gelieferten Niederfrequenzsignals sollte möglichst im gesamten Regelbereich 3 % bei m = 0,3 (für mittlere und hohe Modulationsfrequenzen) nicht übersteigen, bei tiefen Frequenzen ist ein Kompromiß zwischen Klirrfaktor und Regelzeitkonstante im allgemeinen unumgänglich.
Neben diesen für AM Betrieb geltenden Forderungen sollte beim Einsatz als FM Zf Verstärker gutes Begrenzerverhalten erzielt werden, d. h. Begrenzungseinsatz bei möglichst kleinem Eingangspegel und gute Unterdrückung von impulsartigen AM Störungen.
Für beide Betriebsarten ist außerdem zu fordern:
1. Ausreichend große NF Ausgangsspannung, damit auch solche NF Verstärker angesteuert werden können, die für genormte hohe Eingangspegel (Kristalltonabnehmer!) ausgelegt sind.
2. Gleich große NF Ausgangsspannungen für beide Betriebsarten, um beim Umschalten gleiche Lautstärke zu erreichen.
3. Geringer Leistungsbedarf wegen des vorgesehenen Einsatzes in batteriebetriebenen Geräten.
4. Funktionsfähigkeit bei verminderter Betriebsspannung, z. B. bei verbrauchten Batterien.
5. Funktionsfähigkeit auch bei veränderlicher Umgebungstemperatur etwa - 100 C .. . + 600 C bzw. ein "Überleben" solcher Temperaturbeanspruchung.
3. TAA 920 in einem AM/FM Rundfunkempfänger
Bild 1"Blockschaltbild eines AM/FM_Rundfunkempfängers mit TAA920"
Bild 1 zeigt das Blockschaltbild eines AM/FM Rundfunkempfängers mit der IS TAA 920. Es fällt auf, daß die ZF Selektion in einem vor der IS angeordneten konzentrierten Filter, dem sogenannten Selektionsblock, durchgeführt wird. Das ist nötig, weil sonst bei AM Betrieb die im Ausgangsstrom der AM Mischstufe enthaltenen Grund und Oberwellenanteile der Oszillatorfrequenz - bis ca. 50 dB über dem ZF Pegel - den breitbandigen Verstärker völlig übersteuern und einen linearen Betrieb unmöglich machen würden.
Bei FM Betrieb sind die Verhältnisse wegen der im Vergleich zur ZF hohen Oszillatorfrequenz zwar nicht ganz so kritisch, doch ist auch hierbei eine gute Selektion vor der IS sinnvoll.
Auf den Selektionsblock folgt der integrierte Verstärker TAA 920, an dessen Ausgang die beiden Demodulatoren angeschlossen sind. Sie wurden aus folgenden Gründen nicht mit in die IS eingebaut:
Ein außen anschaltbarer Radiodetektor bietet gegenüber den bekannten, integrierbaren FM Demodulatorschaltungen eine einfache Möglichkeit zum Gewinnen einer Regelspannung zur Frequenznachregelung des UKW Oszillators (AFC) und hat günstige Eigenschaften hinsichtlich der Unterdrückung von AM Störungen. Eine Integration der beiden Ratiodioden in das Verstärkerplättchen ist wenig sinnvoll, da wegen der höheren Schleusenspannung des Siliziums gegenüber Germanium weitere Schaltungselemente zum Einstellen einer Vorspannung in Flußrichtung für die Dioden erforderlich sind und die Anzahl der nötigen Anschlußstifte um mindestens vier steigen würde.
Von der Verwendung eines integrierbaren Transistordemodulators für AM nach Art des durch Aufladung der Emitterkapazität während einer HF Halbwelle gesperrten Emitterfolgers wurde abgesehen, da hier bei niedriger Betriebsspannung und großem Steuersignal Verzerrungen auftreten.
Es bleibt somit dem Gerätehersteller überlassen, die für den jeweiligen Zweck am besten geeignete Demodulatorschaltung zu verwenden.
4. Schaltung und Funktionsweise des IS TAA 920
Bild 2 zeigt die Schaltung des Verstärkers TAA 920 mit den zum Betrieb nötigen äußeren Bauteilen. Beim Betrieb als AM ZF Verstärker wird das ZF Signal über die Anschlüsse 1 und 2 gleichzeitig den Eingangstransistoren T1 und T2 zugeführt. Die Transistoren T1 und T2 arbeiten nach dem Prinzip der Stromverteilungsregelung: Bei kleiner Eingangsspannung fließt durch T1 der gesamte Emitterstrom der Eingangsstufe und man erhält die maximal mögliche Verstärkung. Mit steigender Regelspannung übernimmt T2 zunehmend diesen Strom, wodurch der Verstärkungsfaktor der Eingangsstufe verringert wird (s. u.).
Der Transistor T3 entkoppelt den Kollektor von T1 vom Anschluß 15. Weil beim Regeln der Eingangsstufe (T1 und T2) am Kollektor von T1 und damit am Anschluß 15 eine Gleichspannungsänderung auftritt, die bei galvanischer Verbindung zur Basis von T4 dessen Arbeitspunkt verschieben würde, muß zwischen den Anschlüssen 15 und 13 eine Gleichstromtrennung vorgenommen werden. Das kann durch einen Kondensator (C20) oder durch ein Filter, z. B. durch einen Keramikresonator, erreicht werden. Vom Anschluß 13 gelangt das ZF Signal an die Basis von T4 und von dessen Kollektor zum Emitterfolger T5, dann über die Endstufe mit den Transistoren T6 und T7 zum Ausgang am Anschluß 9 und schließlich über den Primärkreis des Ratiodetektors auf den AM Demodulatorkreis W4, C36. Die Transistoren T7 und T8 dienen bei kleinem AM Eingangssignalpegel zur Verstärkungsregelung. Erreicht nämlich die dem AM Demodulator entnommene Regelspannung den Betrag der Basisschleusenspannung von T8, so wird dieser leitend. Sein Kollektorstrom hat einen Spannungsabfall über R9 und damit einen Rückgang des Potentials am Anschluß 5 (Kollektor T8 bzw. Basis T7) zur Folge. Da das Basispotential von T6 jedoch unverändert bleibt, wird T7 gesperrt. Damit geht die Endstufe vom Differenzverstärkerbetrieb in den Eintaktbetrieb über, was einen Verstärkungsrückgang zur Folge hat. Dieser Vorgang vollzieht sich innerhalb eines Anstiegs des Eingangspegels von ca. 70 μV auf 200 μV und ergibt einen Regelhub von ca. 10 dB. Bei weiter ansteigendem Eingangssignal erreicht die Regelspannung an der Basis von T2 schließlich den Betrag der Basisspannung von T1. T2 wird leitend, der Kollektorstrom von T1 nimmt ab und damit die Verstärkung der Eingangsstufe. Da der Betrag des insgesamt durch T1 und T2 fließenden Stromes erhalten bleibt es wird nur die Verteilung des Stromes auf die beiden Transistoren verändert und wegen der Ansteuerung beider Transistoren mit dem Eingangssignal bleibt die an R1 auftretende Gegenkopplung erhalten und damit auch die Filterbelastung.
T9 ist als Diode geschaltet und dient zusammen mit R4 zum Erzeugen der Basisspannung von T1 bei AM Betrieb. Diese Spannung ist aus der Diodenflußspannung und einem stromabhängigen Anteil über R4 zusammengesetzt. Damit erhält man eine mit der Regelspannung, d. h. mit dem Eingangssignal leicht ansteigende Basisspannung für T1, was die Großsignalverträglichkeit bei AM weiter verbessert.
Die beiden als Dioden geschalteten und in Flußrichtung gepolten Trasistoren T11 und T12 dienen zur Erzeugung einer stabilisierten Spannung von 1,4 V. Diese ist als Basisspannung für T1 und T2 bei FM Betrieb vorgesehen und kann außerdem als Hilfsspannung für andere Stufen des Empfängers verwendet werden. Der Betrag von 1,4 V wurde gewählt, um auch im Falle geringer Batteriespannung noch eine ausreichende Basis Kollektorspannung z. B. an der AM Mischstufe zu erhalten und damit Verzerrungen durch frühe Kollektorbegrenzung zu vermeiden.
Bei FM Betrieb werden T1 und T2 als Differenzverstärker betrieben. Beide Transistoren erhalten als Basisspannung die am Anschluß 12 entnehmbare stabilisierte Spannung von 1,4 V. Das Eingangssignal gelangt von der Koppelwicklung des FM Filters über die Anschlüsse 1 und 2 an die Basisanschlüsse von T1 und T2. Der weitere Signalweg gleicht dem bei AM Betrieb.
Wegen der bei FM Betrieb fehlenden Regelspannung vom AM Demodulator bleibt T8 gesperrt und damit der Differenzverstärkerbetrieb der Endstufe erhalten. Ubersteigt deren Steuersignal den Wert von ca. 100 mV, dann tritt keine nennenswerte Steigerung der Kollektorströme von T6 und T7 mehr ein. Dieser Pegel tritt bei einer Eingangsspannung von ca. 150 μV am Anschluß 1 auf. Bei darüber liegenden Eingangsspannungen arbeitet die Endstufe als symmetrischer Begrenzer. Vom Anschluß 9 gelangt das Signal dann an den Primärkreis des Ratiodetektors. Für größere Eingangssignale an Anschluß 1 (ab ca. 5 mV) verbessert der als Diode geschaltete Transistor T10 die Begrenzereigenschaften des Verstärkers und verhindert einen zu großen Anstieg des Gesamtstromes.
5. Hinweise zum Einsatz der IS in Empfänger schaltungen
In der Schaltung nach Bild 1 sind für den TAA 920 geeignete Demodulatoren vorgeschlagen. Die Spulendaten für beide Demodulatoren können der Tabelle 2 entnommen werden.
Tabelle 2
1. Spulendaten Ratiodetektor
W1: 9 Wdgn. 6 x 0,05 CuLS, Kappe Fi03e7
W2: 2 x 10 Wdgn. 6 x 0,05 CuLS, ohne Kappe
W3: 7 Wdgn. 0,1 CuLS, auf W 1 gewickelt mit Zwischenlage von 2 Wdgn. Hostaphan Folie 0,1 mm
Bausatz: D42 2225, Fa. Vogt, Erlau
2. Spulendaten AM Demodulator
W4: 100 Wdgn. 0,1 CuLS
W5: 125 Wdgn. 0,1 CuL
Bausatz: D 41 2519, Fa. Vogt, Erlau
Durch die gewählte Tertiärwindungszahl des Ratiodetektors wird eine mit dem ZF Pegel ansteigende Belastung des Primärkreises durch die Dioden D1 und D2 erzielt, wodurch der Arbeitswiderstand der Endstufe pegelabhängig verringert wird. Wäre dessen Betrag zu groß, so entstünden am Kollektor von T6 bei großen Signalamplituden, z. B. bei AM Störungen, außer der Nutzfrequenz von 10,7 MHz und deren Harmonischen zusätzlich die halbe Nutzfrequenz, also 5,35 MHz und deren Harmonische, die alle die Stör-AM besitzen. Das würde zu einer Verschlechterung der AM Unterdrückungseigenschaften des Ratiodetektors führen.
Der Innenwiderstand des gewählten Ratiodetektors am NF Ausgang beträgt ca. 10 kΏ.
Der AM Demodulator ist so ausgelegt, daß der mit ü = 1,25 an die Diode transformierte Widerstand der Paralleischaltung des relativ hochohmigen Kreiswiderstandes
Rp0 = Q0/2 πfc = 62 kΩ (Q0 = 100, f = 460 kHz)
mit dem Ausgangswiderstand von T6 in der Größenordnung von 40 kΩ liegt. Damit erreicht man für die Diode D3 einen eingeprägten Strom und eine verzerrungsarme Demodulation bis zu Modulationsgradwerten von ca. 0,95%. Die beim Durchsteuern niederohmig werdende Diode verursacht während der positiven Halbwellen an W5 eine mit dem Signalpegel zunehmende Belastung des Kreises W4 - C36. Bei der in Bild 2 durch Punkte dargestellten Polung dieser beiden Wicklungen wird vermieden, daß während der negativen Halbwellen an W4 die Kollektorspannung von T6 unter dessen Basisspannung sinkt, wodurch wegen der Bedämpfung des Kreises durch die niederohmig werdende Basis Kollektordiode von T6 starke Verzerrungen entstehen könnten.
Da die gesamte Selektion vor der IS konzentriert ist, wird das breitbandige Rauschen des nicht selektiven Verstärkers am Ausgang des Demodulators wirksam. Abhilfe bringt hier ein Tiefpaß, der zur Unterdrückung von HF und ZF Spannungen und damit zur Verhinderung von Seitenbandkreischen bei LW, Selbsterregung bei MW und des Überlagerungstones bei KW allgemein verwendet wird. Die Bemessung dieses Tiefpasses ist von der jeweils verwendeten NF Verstärkerschaltung abhängig, auf eine Beschreibung wird deshalb an dieser Stelle verzichtet. C23 dient zur Siebung der AM Regelspannung.
Der Kapazitätswert von C22 hat Einfluß auf Verzerrungen, die bei AM Betrieb in der Endstufe T6 T7 entstehen können. Bei Eingangspegelwerten am Anschluß 1 zwischen 70 μV und 200 μV geschieht der oben beschriebene Regelvorgang in der Endstufe, bei dem ein Übergang vom Differenzverstärkerbetrieb in den Eintaktbetrieb stattfindet, was einer Änderung der Steilheit entspricht. Diese Steilheitsänderung wird, wie oben bereits erläutert, durch die Regelspannung bewirkt. Bei großem Kapazitätswert von C22, einem Pegel an Anschluß 1 von 70 bis 200 μV und großem Modulationsgrad, wird diese Steilheitsänderung zusätzlich durch jede einzelne ZF Schwingung vergrößert, was zu einer einseitigen Stauchung der Modulationshüllkurve des am Anschluß 9 entnehmbaren ZF Signals und damit zu Verzerrungen des NF Signals führt. Diese sind umso geringer, je geringer die durch das Nutzsignal verursachte Steilheitsänderung ist, d. h. je geringer die Wechseispannungsdifferenz zwischen den Basisanschlüssen von T6 und T7 ist. Mit C22 = 0 wären also die günstigsten Ergebnisse zu erwarten, wegen des für FM Betrieb erforderlichen Differenzbetriebs der Endstufe muß C22 jedoch einen endlichen Wert haben, der bei 10,7 MHz einen ausreichenden Kurzschluß darstellt. Für C22 = 220 pF erhält man einerseits für AM Betrieb noch einen zulässigen NF Klirrfaktor in dem Eingangsspannungsbereich zwischen ca. 70 μV und 220 μV und andererseits die für FM Betrieb benötigte Erdung der Basis von T7.
Zur Stabilisierung der Gleichspannungspegel an denTransistoren T4 bis T7 gegen Einflüsse von Änderungen der Umgebungstemperatur und der Betriebsspannung dient die Rückführung mit R6 - R5 auf die als Vergleichsstelle wirkende Basis Emitterdiode von T4. Zum Vermeiden einer Wechselspannungsgegenkopplung wird an 10 die Kapazität C21 angeschlossen. Aus R6, C21, R5, C20 und RT3 entsteht die in Bild 3 gezeigte Phasenschieberkette, die bei ungünstiger Dimensionierung von C21 zu einer Mitkopplung bei der Betriebsfrequenz und damit zu Schwingneigung führt. RT3 ist dabei die Ausgangsimpedanz der vor dem Anschluß 15 liegenden Schaltung. Sie wird gebildet aus der Paralleischaltung des Ausgangswiderstandes von T3 mit dessen Emitterwiderstand.
Die genannte Phasenschieberkette ist in Bild 3 durch größere Strichstärke hervorgehoben. In Bild 4 ist in einem Zeigerdiagramm dargestellt, wie die Mitkopplung zustande kommt.
Das Zeigerdiagramm entsteht wie folgt: Zunächst wird angenommen, daß keine Verbindung zwischen R5 bzw. Anschluß 13 und der Basis von T4 besteht. An die Basis von T4 wird dann UA als Steuerspannung angelegt. UC ist die am Kollektor von T4 entstehende Spannung. Die Emitterspannung U7 der Endstufe hat die gleiche Phasenlage. Mit R6 und C2, ergibt sich ein Nacheilen der Spannung U13 gegen U7. Ebenso ergibt sich ein Nacheilen der Spannung U13 gegen U10 mit R5, C20, RT3. Man erkennt daraus, daß eine teilweise Mitkopplung entsteht, weil eine Komponente von U13 in Richtung von UA zeigt. Die tatsächlich an der Basis von T4 wirksame Wechselspannung ist die aus UA und U13 zusammengesetzte Spannung UA.
Bild 5 zeigt den Verlauf der Verstärkung bis zum Emitterpunkt der Endstufe über der Frequenz bei konstanter Eingangsspannung Uin für verschiedene Kapazitätswerte von C21. Die dazu verwendete Meßschaltung ist im oberen Teil von Bild 5 wiedergegeben. Mit C21 ≥ 33nF erhält man stabilen Betrieb des Verstärkers. Zum Erreichen einer guten Unterdrückung von impulsartigen AM Störungen bei FM Empfang (Zündfunken, Kollektorfeuer von Elektromotoren) sollten C20 und C2 nicht zu groß gewählt werden. Bei Übersteuerung der Basis von T4 durch solche Störspitzen tritt Gleichrichtung an der Basis Emitterdiode auf und damit Aufladung der dort wirksamen Kapazitäten. Das hat eine Sperrung von T4 bis zur Entladung dieser Kapazitäten zur Folge, wobei die Sperrzeit erheblich länger sein kann als die Dauer des Störimpulses. In diesem Falle tritt die Störung in stärkerem Maße auf. Die als günstig ermittelten Werte von C20 und C21 sind in Bild 2 angegeben.
Das Siebglied C26, R23, C24, C25 dient zum Entkoppeln der internen Plusleistung der IS von der Versorgungsspannung. C26 sollte durch möglichst kurze Leiterbahnen mit den Anschlüssen 4 und 8 verbunden werden. Das gleiche gilt für das Anschließen von C25 an die Punkte 11 und 14. In beiden Fällen sind induktionsarme Kondensatoren, z. B. solche mit Keramikdielektrikum oder evtl. stirnseitig kontaktierte Wickelkondensatoren zu verwenden. C24 dient zur Entkopplung bei tiefen Frequenzen, z. B. bei schwankender Batteriespannung durch große Ansteuerung der NF Endstufe.
Wie eingangs erwähnt, ist zum Vermeiden einer Übersteuerung der IS durch im Ausgangsstrom der Mischstufe enthaltene Harmonische der Oszillatorfrequenz besonders bei AM eine gute Selektion vor der IS erforderlich. Hierfür eignet sich das Hybrid Filter, Typ FP LC 04 der Fa. Stemag, das besonders für die Verwendung mit der hier beschriebenen IS und einer ungeregelten Mischstufe entwickelt wurde.
Bild 6 zeigt die Durchlaßkurve und enthält die wichtigsten Filterdaten. Der Anschluß der Filter an den Eingang der IS ist aus Bild 2 ersichtlich. Eine andere Möglichkeit der Filterankopplung mit kapazitiver Anzapfung des AM Kreises zeigt Bild 7. In beiden Fällen wird lediglich durch Betätigen der nur Gleichspannung führenden Kontakte des Schalters S von einer Betriebsart auf die andere umgeschaltet.
6. Ergebnisse, Meßwerte
Die an einer IS TAA 920 in der Meßschaltung nach Bild 8 ermittelten Werte sind als Kurven in den Bildern 9 und 10 dargestellt. Bei AM Betrieb (Bild 9) wird ein Regelumfang von 63 dB erreicht. Der bei Uin 200 μV erhöhte Klirrfaktor rührt von der weiter oben beschriebenen Regelung der Endstufe T6, T7 her. Der Störabstand der IS erreicht bei großem Eingangspegel den eingangs geforderten Wert von 50 dB. Die Leerlauf-Ausgangsspannung des AM Demodulators beträgt bei m = 0,30 nach Regeleinsatz ca. 200 mV, sein Ausgangswiderstand liegt bei 3,5 kΩ.
Die Ergebnisse bei FM Betrieb zeigt Bild 10. Dort sieht man, daß auch nach einsetzender Begrenzung die Niederfrequenzspannung UNf mit der Eingangsspannung Uin leicht ansteigt. Dieser Anstieg hängt mit einem entsprechenden Anstieg des Stromes in T6, T7 (bei mittlerem Eingangssignal an Anschluß 1) zusammen. Wie Bild 9 zeigt, werden dadurch die AM Unterdrückungseigenschaften nicht verschlechtert.
Als Begrenzungseinsatz ist hier der Eingangspegel gewertet, bei dem die Verstärkung in der IS als Folge der Begrenzung um 3 dB gegenüber linearem Betrieb geringer ist. Bei diesem Pegel (hier ca. 150 μV erhält man bereits gute Unterdrückungswerte der Stör Amplitudenmodulation. Die Leerlauf Ausgangsspannung des Ratiodetektors beträgt ca. 200 mV bei einem Hub von Δf = ± 20 kHz. Sie liegt damit im gleichen Bereich wie die Ausgangsspannung des AM Demodulators, so daß die Forderung nach gleicher Lautstärke für beide Betriebsarten erfüllt ist.
Der Abgleich des Ratiodetektors erfolgte bei einem Eingangssignalpegel von ca. 200 μV Der AM Demodulatorkreis wurde bei Uin 10 μV auf maximale NFSpannung abgeglichen.
Die Stromaufnahme Iges der IS beträgt für die nominelle Betriebsspannung von Ub = 9 V in beiden Betriebsarten ca. 7 mA bei kleinem Eingangssignal und steigt auf ca. 9 mA bei großem Eingangssignal (AM) an. Die maximal zulässige Betriebsspannung ist 12 V, bei 4 V ist die IS bereits betriebsfähig. Tabelle 1nennt weitere Daten der IS.
Tabelle 1
Techn. Daten des TAA 920
Gehäuse: Zweireihiges Steckgehäuse (DIP) aus Kunststoff mit 16 Anschlüssen
Betriebsspannung: Ub = 9 V (4,5 ... 12 V)
Gesamtstromaufnahme: lges 8 mA
Spannungsverstärkung: Vu 80 dB
Begrenzungseinsatz: Uin begr. ≈ 150 μV
AM Regelbereich: > 60 dB
max. Eingangsspannung AM: Uin Max ;≈ 1 V (f = 460 kHz, m = 0, 9, kges ≤ 10 % )
NF Ausgangsspannung AM: UNF 200 mV (m = 0,3)
NF Ausgangsspannung FM: UNF 200 mV (Δf = ± 20 kHz)
Eingangswiderstand
d. IS bei AM: Rin ≈ 40 kΩ (Anschlüsse 1 u. 2 gleichphasig angesteuert)
d. IS bei FM: Rin ≈ 2 kΩ (Differenzansteuerung zwischen den Anschlüssen 1 & 2)
In Bild 9 ist in den Kurven der NF Spannung und der Regelspannung eine "Treppe" im Bereich Uin = 70 ... 200 μV zu erkennen. Die Ursache dafür liegt darin, daß nur in diesem Bereich die Regelung der Endstufe wirksam ist. Anschließend ist ein weiteres Ansteigen der Regelspannung auf etwa den Wert der Basisspannung von T1 erforderlich, wonach dann erst die Regelung der Eingangsstufe beginnt. Dazwischen steigen NF- und Regelspannung mit dem Eingangssignal an. Ersetzt man in der Basisleitung von T8 (Anschluß 6) den Widerstand R24 durch eine Siliziumdiode D4, deren Kathode am Anschluß 6 liegt, (in Bild 1 und Bild 7 gestrichelt eingezeichnet), so setzt die Regelung der Endstufe erst bei größerem Eingangssignal der IS ein, da die Regelspannung um den Betrag der Flußspannung dieser Diode größer sein muß. Hierdurch erreicht man einen ebenen Verlauf der NF Spannungskurve und eine Vergrößerung des Regelbereiches.
Bild 11 zeigt die dafür geltenden Meßkurven.
Für Geräte mit schwankender Betriebsspannung ist diese Ergänzung allerdings nur dann geeignet, wenn die Betriebsspannung nicht unter ca. 6 V absinkt, da sonst die Eingangsstufe T1, T2 zuerst geregelt würde, denn die als Vergleichsgröße dienende Basisspannung von T1 geht mit der Betriebsspannung zurück, die Flußspannungen der zusätzlichen Diode sowie der Basisemitterstrecke von T8 jedoch nicht. Als Folge der bei niedrigen Eingangsspannungen einsetzenden Regelung der Eingangsstufe ist der Störabstand der IS schlechter und wegen des bis zu größeren Eingangssignalen beibehaltenen Differenzverstärkerbetriebs der Endstufe ergibt sich ein etwas größerer NF Klirrfaktor. Wie aus den Meßkurven Bild 9 bis Bild 11 zu erkennen ist, erhält man auch ohne besondere Maßnahmen beim Betrieb des Verstärkers mit ca. 6 V gute Ergebnisse. Der Regelumfang bei AM Betrieb steigt auf ca. 68 dB, der Störabstand steigt um ca. 3 dB an. Bei FM Betrieb ergibt sich ein flacherer Verlauf der NF Spannung über dem Eingangspegel. Allerdings ist wegen des geringeren Stromes die Gesamtverstärkung etwas niedriger, was zur Folge hat, daß bei FM Betrieb die Begrenzung bei einem größeren Eingangspegel, in der Größenordnung von ca. 300 μV, einsetzt.
Kurvenlegende zu Bild 9, 10 und 11
Bild 9 Bild 10
Kurve Meßwert Bedingung Kurve Meßwert Bedingung 1 UAVR Ub= 9 V 1 UAVC Ub= 9 V 2 UNF m = 0,9 Ub =12 V 2, UNF m = 0,9 Ub =12 V 3 UNF m = 0,9 Ub = 9 V 3 UNF m = 0,9 Ub = 9 V 4 UNF m = 0,9 Ub = 6,5 V 4 UNF m = 0,9 Ub= 6. 5 V 5 UNF m = 0,9 Ub = 4,8 V 5 UNF m = 0,9 Ub = 4,8 V 6 UNF m = 0,9 Ub = 3,5 V 6 UNF m= 0,9 Ub = 3,5 V 7 kges fmod = 210 Hz 7 aStör Ub 9 V .Δf = 22 kHz 8 kges fmod = 1 kHz fmod = 80 Hz; m = 0,3 9 aStör m = 0,3; Ub = 9 V
Bild 11
Kurve Meßwert Bedingung
1 UAVR m= 0,9 Ub= 9 V
2 UNF m= 0,9 Ub=12 V
3 UNF m= 0,9 Ub =9 V
4 UNF m =0,9 Ub = 6,5V
5 UNF m= 0,9 Ub = 4,8 V
6 UNF m= 0,9 Ub = 3,5 V
7 kges fMod = 210 Hz
8 kges fMod = 1 kHz
9 aStör m = 0,3; Ub = 9 V
Interessant bei diesem IC ist die "Stromverteilungs-Regelung".
Die Transistoren T1 und T2 bilden einen Differenzverstärker, wobei der (relativ hohe) Widerstand R1 hier eine Stromquelle ersetzt, die bei einem Differenzverstärker üblicherweise durch den Kollektor eines weiteren Transistors gebildet wird. Die Stromverteilungsregelung hat günstigere Eigenschaften als die Arbeitspunktverschiebung bei einem Einzeltransistor, welche ja der Verstärkungsregelung mit Regelröhren nachempfunden ist. Der Differenzverstärker T6 & T7 wird bei AM ebenfalls als Stromverteilungs-Regler betrieben.
Die Stromverteilungs-Regelung ist ein Beispiel dafür, daß mit Transistorschaltungen "neue Wege" beschritten werden mußten, weg von den bislang bekannten Röhrenschaltungen. Während mit der Anzahl der Röhren (aus Kostengründen) gespart werden mußte, ist das bei Transistoren und erst recht bei Transistorfunktionen innerhalb von IC's nicht mehr notwendig, da es billiger ist, Transistoren zu spendieren, als anderen Schaltungsaufwand zu betreiben.
MfG DR
Für diesen Post bedanken, weil hilfreich und/oder fachlich fundiert.