AM-FM Tuner A5X93A /01 /19

Philips; Eindhoven (tubes international!); Miniwatt

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  • Year
  • 1963–1965
  • Category
  • Broadcast Receiver - or past WW2 Tuner
  • Radiomuseum.org ID
  • 29592

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 Technical Specifications

  • Number of Tubes
  • 8
  • Number of Transistors
  • 6
  • Main principle
  • Superheterodyne (common); ZF/IF 452 or 460/10700 kHz
  • Tuned circuits
  • 9 AM circuit(s)     11 FM circuit(s)
  • Wave bands
  • Broadcast, (BC) Long Wave (LW), 2 x SW and FM or UHF.
  • Power type and voltage
  • Alternating Current supply (AC) / 90; 110; 127; 145; 165; 190; 220; 245 Volt
  • Loudspeaker
  • - For headphones or amp.
  • Material
  • Various materials
  • from Radiomuseum.org
  • Model: AM-FM Tuner A5X93A /01 /19 - Philips; Eindhoven tubes
  • Shape
  • Book-shelf unit.
  • Dimensions (WHD)
  • 350 x 140 x 290 mm / 13.8 x 5.5 x 11.4 inch
  • Notes
  • Philips AM-FM Tuner A5X93A/01;
    AM-ZF 460 kHz für Version ../19.
    Stereo-Decoder transistorisiert.
  • Net weight (2.2 lb = 1 kg)
  • 6.5 kg / 14 lb 5.1 oz (14.317 lb)
  • Price in first year of sale
  • 599.00 DM
  • Literature/Schematics (1)
  • -- Original-techn. papers.
  • Author
  • Model page created by Iven Müller. See "Data change" for further contributors.

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Der A5X93A ist einer der ersten Stereo-fähigenTuner. Demzufolge ist sein Stereo-Decoder auch eine frühe Version dieser Gattung. Eine Beschreibung dazu findet man in: "Schanz, G.W.: Stereo-Taschenbuch; Stereo-Technik für den Praktiker, Philips Taschenbücher, 1966".

 
5.1 Schalterdekoder

In Abschnitt 3.2 wurde bereits dargelegt, wie prinzipiell ein auf der Empfängerseite befindlicher Schalter mit einem entsprechenden Schalter auf der Senderseite bei gleichzeitiger Umschaltung zwischen linkem und rechtem Kanal die Übertragung von Stereo-Signalen über einen einzigen Sender zum Empfänger ermöglichen kann. Natürlich würde niemand auf die Idee kommen, einen derartigen Schalter mechanisch auszuführen. Die Umschaltfrequenz beträgt immerhin 38 kHz! Es liegt darum nahe, daß die Lösung elektronischen Charakter trägt.



Betrachtet man das in Abb. 5.1 gezeigte Blockschema, so erkennt man als erstes Glied, das dem Ratiodetektor folgt, einen Tiefpaß mit der Grenzfrequenz fg = 55 kHz. Der Tiefpaß läßt folglich das gesamte Stereo-Signal passieren. Bekanntlich wird zur synchronen Umschaltung zwischen beiden Kanälen eine 38-kHz-Spannung benötigt. Dazu wird der 19-kHz-Pilotton aus dem Stereo-Signal ausgesiebt und anschließend verdoppelt. Mit der so gewonnenen 38-kHz-Spannung werden zwei gegenphasig wirkende Schalter gesteuert, an denen das vollständige Stereo-Signal liegt. Bei phasenrichtigem Betrieb wird also im 38-kHz-Rhythmus stets im richtigen Moment umgeschaltet und mithin eine gute Trennung beider Kanäle bewirkt.

Da jedoch selbst bei völlig exakter Umschaltung keine absolute Trennung beider Kanäle erreicht werden kann, wird von einer sog. Übersprechkompensation Gebrauch gemacht. Die Gründe hierfür sollen kurz erläutert werden. Zunächst zeigt Abb. 5.2 ein Stereo-Signal ohne Pilotton beim Vorhandensein nur eines Kanals (R = 0).



Es wird folglich auf der Senderseite zwischen dem Kanal L und Null hin- und hergeschaltet. Das Ergebnis besteht in sehr steilen Spannungsflanken, zu deren Übertragung jedoch die Bandbreite 53 kHz wesentlich überschreiten müßte. Da nun aber bereits vor der Modulation des Senders sämtliche Frequenzen oberhalb 53 kHz abgeschnitten werden, entstehen schräge, zur Sinusform hin verzerrte Flanken. Schaltet der Dekoder gemäß Abb. 5.2 vom linken Kanal auf den rechten (R = 0), so sind dort noch Spannungsreste vom linken Kanal vorhanden (schraffiert dargestellt).



In Abb. 5.3a ist nochmals das Stereo-Signal mit seinen schrägen Flanken wiedergegeben. Die im linken Kanal des Dekoders infolge phasenrichtiger Umschaltung im 38-kHz-Rhytmus entstehenden Impulsspannungen sind in Abb. 5.3b dargestellt. Hinter dem Deemphasis-Siebglied folgt die Spannung dem darin gestrichelt angedeuteten Mittelwert; es ergibt sich das NF-Nutzsignal. In deutlicher Weise zeigt Abb. 5.3c die im angenommenen Fall bei phasenrichtiger Umschaltung im rechten Kanal (R = 0) entstehenden Spannungsreste. Man erkennt, daß trotz der senderseitig im rechten Kanal völlig fehlenden Modulation im Dekoder eine Spannung entsteht, die von jener im linken Kanal abhängig ist.Sie wird nämlich durch die schrägen Flanken im linken Kanal gebildet! Folglich kann hier von einem Übersprechen die Rede sein.

Würde keinerlei Übersprechkompensation vorhanden sein, würde sich am Deemphasis-Siebglied ebenfalls ein NF-Nutzsignal einstellen, und zwar gemäß dem gestrichelten Kurvenverlauf in Abb. 5.3c. Somit entstünde im unmodulierten rechten Kanal ein Signal mit derselben Frequenz wie im modulierten linken Kanal (siehe Abb. 5.3d). Es liegt daher nahe, innerhalb des Dekoders Signalanteile des modulierten Kanals nach entsprechender Phasenumkehr in entgegengesetzter Polung dem unmodulierten Kanal hinzuzufügen. Dieses ist in Abb. 5.3e angedeutet. Wird dabei der Flächeninhalt der Kurven mit Hilfe geeigneter Einstellungen der Kompensationsspannungen im positiven wie im negativen Bereich praktisch gleichgemacht, so ergibt sich minimales Übersprechen. Infolge Siebung der 38-kHz-Spannung muß dann im günstigsten Fall der sich ergebende Mittelwert mit der Nullinie zusammenfallen. Allerdings leuchtet ein, daß durch zwangsläufig vorhandene Unsymmetrien der von den Kurven eingeschlossenen Flächen stets ein kleiner Rest des Übersprechens zurückbleibt, wovon die Darstellung in Abb. 5.3f einen Eindruck vermittelt. Es darf dabei nicht übersehen werden, daß diese Art der Kompensation ja nicht auf der gegenseitigen Auslöschung zweier exakt gleichzeitig vorhandener gegenphasiger Spannungen beruht. In einem solchen Fall wäre der Mittelwert natürlich gleich Null, was einer vollkommenen Kompensation entspräche. Vielmehr wird das Übersprechen erst nach der Mittelwertbildung zeitlich verschobener gegenphasiger Spannungen kompensiert.

Abb. 5.4 zeigt die praktische Ausführung eines Schalterdekoders [43: N.N.: AM/FM-Wechselstromsuper Capella Reverbo B7X43A; Deutsche Philips GmbH, Service-Abteilung, Hamburg, 1963].



Der Eingang des Dekoders ist mit dem Ratiodetektor verbunden. Der aus der Spule S101 und dem Kondensator C201 gebildete Resonanzkreis ist auf die Frequenz des Pilottons (19 kHz) abgestimmt. Die solchermaßen ausgefilterte Pilotfrequenz wird der Basis des Transistors TS201 zugeführt. Der im Kollektorkreis dieses Transistors befindliche Übertrager ist gleichfalls auf 19 kHz abgestimmt. Der verstärkte Pilotton erscheint an der aus den Spulen S105 und S106 gebildeten Sekundärwicklung, deren Mittelanzapfung mit Masse verbunden ist. Mittels der aus den beiden Dioden Gr201 und Gr202 bestehenden Zweiweg-Gleichrichterschaltung wird die Pilotfrequenz auf 38 kHz verdoppelt. Diese Frequenz steht am Arbeitswiderstand R205 und wird durch den Transistor TS202 verstärkt. Sie wird im Kollektorkreis des Transistors TS202 durch das aus der Spule S107 und dem Kondensator C209 gebildete Filter ausgesiebt und aus der Sekundärwicklung S108/S109 dem Ringdemodulatormit den Dioden Gr203, Gr204, Gr205 und Gr206 zugeführt. Das Stereo-Signal liegt über einen aus der Spule S103 und dem Kondensator C205 gebildeten Sperrkreis für das SCA-Signal (vgl.Abschnitt3.2. 1) an der Mittelanzapfung der aus den Spulen S108und S109 bestehenden Sekundärwicklung. Im Ringdemodulator wird das regenerierte Hilfsträgersignal demoduliert. Es bildet zusammen mit dem Summensignal im Punkt Y (Verbindungspunkt R210/Gr203/R215) dielinke und im Punkt Z (Verbindungspunkt R211/Gr205/R214) die rechte Stereo-Information. Diese Informationen werden über die Deemphasisglieder R223/C213 bzw. R222/C214 den beiden NF-Verstärkerkanälen zugeleitet.

Die letzte Stufe mit dem Transistor TS203 dient der Übersprechkompensation. Wird in einem angenommenen Zeitpunkt beispielsweise gerade auf den rechten Kanal geschaltet, so gelangt über den aus den Widerständen R213 und R214 gebildeten Spannungsteiler ein Bruchteil des rechten Signals an die Basis der Transistors TS203. Verstärkt erscheint dieser Signalbruchteil gegenphasig am Kollektor und wird über den Widerstand R221 dem linken Kanal zugesetzt. Diese Maßnahme entspricht der im Zusammenhang mit Abb. 5.3e gegebenen Erklärung. Mit Hilfe des Einstellwiderstands R213 kann die Übersprechkompensation so dosiert werden, daß sich ein Minimum an Übersprechen ergibt. Wird im folgenden Zeitpunkt auf den linken Kanal geschaltet, gelangt über den aus den Widerständen R213 und R215 gebildeten Spannungsteiler ein Bruchteil des linken Signals an die Basis des Transistors TS203. Dieser wird wiederum nach entsprechender Verstärkung gegenphasig über den Widerstand R220dem rechten Kanal zugesetzt. Der in beiden Fällen zwangsläufig auch dem eigenen Kanal zugesetzte Anteil wirkt sich nur unbedeutend auf die Ausgangsamplitude aus. Da die Stromversorgung des Dekoders aus der Betriebsspannung röhrenbestückter Empfänger erfolgen soll, liegt der Minuspol der Schaltung an Masse.

Eine etwas anders gezeichnete Schaltung des Stereo-Decoders findet sich in. "Diefenbach, W.W.: Praxis der Rundfunk-Stereophonie, Radio-Foto-Kinotechnik, 1965". Hier ist auch noch die Anschlußmöglichkeit für einen Stereo-Indikator gezeigt, in diesem Fall eine EM87.

Betrachtet man nun den Fall, daß kein Stereo-Signal anliegt, stellt man fest, daß das NF-Signal auf seinem Weg durch den Decoder über die Diodenmatrix D1, D2, D3, D4 läuft. Anfang und Ende dieses Weges liegen gleichspannungsmäßig auf Nullpotential. Somit sind die Dioden nicht vorgespannt und stellen einen spannungsabhängigen Widerstand im NF-Zweig dar, der zusätzlich den NF Pegel stark dämpft.

Bei frühen Lösungen (anderer Firmen) war es üblich, z.B. mit Hilfe eines Relais den Signalweg zwischen Mono und Stereo so umzuschalten, daß für Mono der Decoder umgangen wurde und somit die geschilderten Nachteile nicht auftreten können. Aus dem Schaltbild des A5X93A ist jedoch zu erkennen, daß hier eine solche Umschaltung nicht vorgesehen ist. (Der Stereo-Decoder ist hier nur als "Box" dargestellt.) Was mögen sich die Entwickler dabei nur gedacht haben?

Fazit: Ein hochwertiger Tuner aber leider mit einem primitiven Stereo-Decoder.

MfG DR

Dietmar Rudolph † 6.1.22, 03.Dec.10

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Der Philips A5X93A hat, wie auch sein Vorgänger, der A5X83A, ein Notchfilter zur Unterdrückung des 9kHz Interferenztones, der aufgrund der Träger in den unmittlebaren Nachbarkanäle entstehen kann.

Die Schaltung des Notchfilters entspricht derjenigen, die beim Grundig 5040W verwendet wird.  Da der Grundig 5040W von 1953 stammt, der Philips A5X83A aus 1958 und der Philips A5X93A aus 1963, darf davon ausgegangen werden, daß Philips die Schaltung "nachempfunden" hat.

Der Schaltungsausschnitt vom A5X93A zeigt dieses Reaktanznetzwerk, das das Notch bei 9kHz erzeugt. Es besteht aus C61 = 56pF, S44 = 1,5Hy, C72 =120pF, C73 = 60pF(Trimmer). S44 ist ein Schalenkern.

In LTspice sind die wesentlichen Bauelemente berücksichtigt. Der Innenwiderstand der Diode wird mit 100kΩ angesetzt.

Berechnet und gezeichnet sind die Frequenzgänge am NF Ausgang "NF" (rot) und am Schwingkreis "Reso" (blau).

Aufgrund der hohen Güte des Schalenkerns der Spule S44 wird das Notch bei 9kHz schmal und tief.

Es gibt insgesamt nur wenige Radiogeräte, die ein solches Notchfilter statt eines einfachen Kondensators zur "Gättung" der HF-Reste nach der AM-Demodulation verwenden.

MfG DR

Dietmar Rudolph † 6.1.22, 07.May.13

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Der Eingangsteil für MW und LW hat einen Bandfiltereingang. Die Besonderheit dabei ist die Kopplung der beiden Kreise sowohl für MW als auch für LW. Es handelt sich in beiden Fällen um eine kapazitive Fußpunkt-Kopplung. Bei MW ist dabei zusätzlich eine mittenangezapfte Spule (S17, S18) beteiligt, während bei LW eine rein kapazitive Fußpunkt-Kopplung besteht, aber zusätzlich mit 2 Trimmern C15 & C17 die Kopplung beeinflußt werden kann.

Die Bandfilter-Kopplung über eine Spule mit Mittenanzapfung wurde insbesondere für HiFi Geradeausempfänger angewendet. Im AM-Eingangsteil eines Tuners stellt sie eine Besonderheit dar.

Es war daher von Interesse nachzumessen, wie die Durchlaßkurven des Eingangsbandfilter für MW und LW aussehen. Hierzu wird der Generator über eine "künstliche Antenne" (zwischen dem 50Ω Generator und  dem Antenneneingang liegen (400Ω in Serie mit 200pF) als "künstliche Antenne". ) an die Buchsen für Antenne und Erde angeschlossen. Gemessen wird am Gitter 1 Pin der Mischröhre (bei gezogener ECH81). Der Ankoppel-Kondensator ist so zu wählen, daß es der Eingangskapazität der ECH81 entspricht. (Das ist abhängig von der verwendeten Tastspitze.)

Der Tuner ist bei dieser Messung nicht eingeschaltet!

Die Wobbelmessung der Durchlaßkurve des Eingangsbandfilters für MW war "zweihöckrig", wobei die Höcker ca. 300 KHz auseinander lagen. Eine Änderung an S11/S12 zeigte, daß sich der "Höcker" bewegte, der zur eingestellten Frequenz des Skalenzeigers passte. Eine Änderung an S15 ergab eine plötzliche Vergrößerung des Höckerabstandes.

Wie die Messungen zeigen, vergrößerte sich der Abstand noch, wenn der Drehko ausgedreht wurde. Der Resonanzpunkt mit dem Marker stellt dabei die richtige Abstimmfrequenz dar.

Die plötzliche Änderung der Resonanzfrequenz stellte sich als Defekt beim Kern von S15 heraus. Hier hatte sich der Ferritken von der Messingschraube gelöst und war innerhalb der Spule nach unten gerutscht. Es ist das ein Problem, wie es auch bei den Bandfiltern von Philips (Micro-Bandfilter) vorkommt. Zum Glück muß man hier kein extra Loch bohren, um an den Ferritkern zu kommen, wie es bei den Bandfiltern notwendig ist. Die Einzelkreise haben einen von unten bis oben durchgehenden Plastikhalm, in dem sich der Kern bewegen kann.

Die Messingschraube läßt sich nach oben hin ausdrehen, während der Ferritkern und seine Plastik-Hülle leicht mit einem dünnen Isolierschlauch nach unten durchgeschoben werden können. Messingschraube, Plasik-Hülle und Ferritkern wurden mit 2 Komponenten-Kleber wieder zusammengeklebt und einen Tag getrocknet. Um den reparierten Abstimmkern wieder in die Spule einzuführen, war es notwendig, den Plastikhalm in der Spule oben etwas aufzuweiten, was aber keinen Einfluß auf die Funktion der Schraubmöglichkeit hatte.

Die nunmehr erreichten Durchlaßkurven für MW sind für mehrere Frequenzen hier wiedergegeben.

Man sieht bei den tiefen Frequenzen den Einfluß der Koppelspule, die verhindern soll, daß hier die Durchlaßkurven zu spitz werden. Die minimale 3dB-Bandbreite ist ca. 10kHz.

Gemessen wurden auch die Durchlaßkurven für LW.

Die Durchlaßkurven für LW sind gleichmäßiger als für MW. Die Größe der Höcker läßt sich mit Hilfe der beiden Trimmer C15 & C17 einstellen, die jeweils am unteren Ende der MW-Spulen angeschlossen sind. Da die Induktivität für LW aus der Serienschaltung der MW-Spulen und der LW-Spulen (S13/S14 & S16) besteht, sind diese Trimmer somit nur an einen Teil der LW Induktivität angeschlossen, was eine Analyse erschwert.

MfG DR 

Dietmar Rudolph † 6.1.22, 15.Nov.10

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Der Tuner Philips A5X93A hat eine unübliche Buchse als NF-Ausgang.

Im Schaltbild (Auszug: Impedanzwandler mit ECC83) sind die 5 Anschlüsse, die hier verwendet werden, gut zu erkennen.

Die Masse ist 3-fach herausgeführt.

Philips hat hier offensichtlich einen Spezialstecker verwendet, vermutlich an einem Verbindungskabel, das zwischen Tuner und Verstärker verwendet wurde.

  • Hat jemand Informationen zu diesem Kabel?
  • Wie wird dieses benannt? 
  • Wo könnte man einen passenden Stecker finden?
  • Hat der Stecker einen speziellen Namen?

MfG DR

Dietmar Rudolph † 6.1.22, 09.Nov.10

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