FM-Datencoder Radio Data Coder DMC 05 812.1310.03

Im Sommersemester '83 machte ich ein Sabbatical bei Rohde & Schwarz (R&S) in München. Ich bekam einen Arbeitsplatz in einem Entwicklungslabor. Als Aufgabe sollte ich mich mit dem Radio-Daten-System befassen, das kurz zuvor in einem Papier der EBU (European Broadcasting Union) veröffentlicht wurde.

Herr Löber von der technischen Direktion des (damaligen) Südwestfunks war an R&S herangetreten mit der Aufforderung, man möge doch einen solchen Coder (Encoder) entwickeln. Da R&S damals keine freien Kapazitäten hatte, kam mein Wunsch nach einem Sabbatical ihnen sehr entgegen.

Es sollte also ein System werden, das mit Hilfe von PSK (Phase Shift Keying) Daten überträgt, welche im FM Multiplex eingefügt werden.  Die Vorgaben im Spektrum waren also klar.

Bild 2.2-2 zeigt das MPX Spektrum, das durch eine Vor-Modulation entstanden ist. 

Die Summe aller vor-modulierten Signale (Differenz-Signal, VKF Signal, RDS Signal) einschließlich des Mono-Signals werden auf den Eingang des FM-Modulators des UKW-Senders gegeben.

In Bild 2.2-2 sind:

• Das "Mittensignal" (oder Summen-Signal) ist das Audiosignal, das von einem Mono-Radio wiedergegeben wird.
• Der Stereo-Pilot auf 19 kHz ist ein Referenz-Signal, von dem der (dann unterdrückte) Hilfs-Träger auf 38 kHz für die Vor-Modulation für das "Seitensignal" (oder Differenz-Signal) abgeleitet wird und an den auch der Hilfs-Träger auf 57 kHz für das Verkehrsfunk-Signal (VKF) phasenstarr "angebunden" wird.
• Das "Seitensignal" ist das Doppelseitenband-modulierte Stereo-Differenz-Signal.
• VKF ist der damals bereits im Wirkbetrieb befindliche "ARI" Verkehrsfunk.
• RDS ist der damals "brandneue" Radio-Daten-Service", der spektral an die gleiche Stelle kommen sollte wie der Verkehrsfunk. Beide durften sich aber gegenseitig nicht stören!
• Audiodat ist ein (damalger) ARD interner Datenkanal, über den Steuerungsinformationen für Sender übertragen wurden, speziell auch für den "Ball-Empfang".
• Das SCA Signal war speziell in den USA üblich und übertrug "Hintergrund-Musik" z.B. für Kaufhäuser.

Wie das vorgegebene Spektrum das RDS Signals aber realisiert werden sollte, d.h., wie das entsprechende Zeit-Signal auszusehen habe, war jedoch zur damaligen Zeit nicht allen bekannt.

Es gab damals Spezialisten für analoge Übertragungstechnik, einschließlich der zugehörigen analogen Modulationsarten. Und es gab Spezialisten für Computer und Digitaltechnik und einige davon hatten auch Erfahrung mit den damals recht neuen digitalen Modulationsarten. Aber es gab kaum jemand, der in beiden Gebieten bewandert war.

Das Problem, das in diesem Zusammenhang auftrat war, daß unter PSK (Phase Shift Keying) die Vertreter der analogen Welt etwas anderes verstanden (nämlich "echte" Phasen-Modulation PM, verwandt mit FM) als die Vertreter der digitalen Welt.

• Digital: Änderungen des Zustandes treten immer nur (sprungartig) zu den Taktzeiten auf. Dazwischen ändert sich nichts. Das Spektrum einer derart definierten Zeitfunktion (meist mit rechteckförmigen Flanken) ist dabei nicht von Interesse.
• Analog: Analoge Zeitfunktionen ändern sich stetig. Für eine modulierte Zeitfunktion ist immer ein Minimum an benötigter Bandbreite anzustreben. Vorgegebene Kanal- bzw. Bandgrenzen dürfen spektral nicht überschritten werden. 

Für die für DRS vorgegebene PSK-Modulation waren diese beiden Forderungen gemeinsam zu erfüllen. Wie also sieht die Blockschaltung eines zugehörigen Modulators aus?

Dazu mußte erst geklärt werden, welcher analogen Modulationsart die digitale PSK Modulation entspricht.

Für den Mann aus der technischen Direktion des SWF war "sonnenklar", daß PSK eine Phasenmodulation ist, also wie eine analoge PM, halt eben mit digitalen Eingangssignalen. "Vorsichtshalber" hat er deshalb auch noch schnell ein entsprechendes Patent für eine Realisierung angemeldet. Aber auch dem damaligen Laborleiter erschien diese Gleichsetzung plausibel. Mich hat es damals mehrere Stunden Diskussion gekostet, um zu verdeutlichen, daß die digitale PSK einer analogen DSB (Doppel Seiten Bandmodulation; mit unterdrücktem Träger, also einer speziellen Form einer Amplituden-Modulation) entspricht und deswegen entsprechend zu realisieren sei. So ganz überzeugt war er aber wohl nicht, als er schließlich sagte: "Na ja, machen Sie mal! Klappt es, ist es gut, klappt es nicht, ist es auch nicht schlimm." (Schließlich kam ja die Aufgabenstellung vom SWF und mein Gehalt zahlte die DBP auch im Sabbatical. R&S erhielt meine Arbeit für umsonst. Dafür konnte ich mich aber dadurch weiterbilden.)

Mit den Methoden der von mir unterrichteten Vorlesungen "Übertragungstechnik" bzw. "Signale & Systeme" war es recht einfach, aus den spektralen Vorgaben der EBU die notwendigen Zeitverläufe zu erhalten.

Die spektrale Vorgabe der EBU entsprach (betragsmäßig) diesem Spektralverlauf.

In dieser Darstellung ist bereits gezeigt, wie sich die von der EBU vorgegebene Form der Spektralverteilung mit Hilfe der Multiplikation einer Cosinus-Kuppe und eine (einzelnen) Sinus-Schwingung gewinnen läßt. Tatsächlich kann man (noch besser) eine (andauernde) Cosinus-Schwingung mit einer (ebenfalls andauernden) Sinus-Schwingung multiplizieren und dann anschließend noch mit einem (idealen) Rechteck der Breite 2f_g multiplizieren, wodurch dann die (blau dargestellte) Kurvenform übrig bleibt.
Daß der Sinus "imaginär" ist, drückt nur aus, daß er gegenüber dem Cosinus eine Phasenverschiebung von 90⁰ aufweist. Diese 90⁰ Phasendrehung des RDS-Signals gegenüber dem bereits existierenden ARI VKF Signal sind, zusammen mit seinem unterdrückten Träger, die Voraussetzung dafür, daß beide Signale praktisch im gleichen Frequenzbereich (um 57 kHz) übertragen werden können - und daß sie der Empfänger auch wieder trennen kann. (RDS Signal und ARI VFK Signal sind "orthogonal" zu einander.)

Dem Produkt der drei Funktionen im Spektrum entspricht im Zeitbereich die Faltung der entsprechenden Fourier-Transformierten. Diese sind:

• für den Cosinus: zwei parallele Delta-Linien, spiegel-symmetrisch zur Ordinate.
• für den Sinus: zwei antiparallele Delta-Linien, punkt-symmetrisch zum Koordinaten-Nullpunkt
• für das Rechteck: eine sin(x)/x Funktion, spiegel-symmetrisch zur Ordinate.

Die Faltung ist mathematisch i.a. eine komplizierte Funktion, wird aber, wenn (mindestens) eine der zu faltenden Kurven aus Delta-Linien besteht, recht einfach: Man braucht nur die eine der zu faltenden Funktion "an ihrer Ordinate zu packen" und an die Stelle der Delta-Impulse zu schieben und mit deren Fläche und Vorzeichen bzw. Winkel zu bewerten.

Wird das Reihe nach gemacht, wird zuerst die Transformierte des Cosinus an die Stelle der Linien der Transformierten des Sinus geschoben und dann noch (nun insgesamt 4 mal) der sin(x)/x = si x  (gestrichelt gezeichnet) an die entsprechend Stelle der (nunmehr 4) Linien. Als Ergebnis erhält man diese Form der Zeitfunktion für das von der EBU vorgegebene (verrundete) digitale Biphase "Symbol" (blau) als Summenkurve aller 4 si x Kurven.

Gemäß den durch die Fourier-Transformation definierten Eigenschaften, erhalt man nun aber eine Symbolform für ein einzelnes RDS-Symbol, das breiter ist, als es das unverrundte Datenbit (gestrichelt in magenta) war. Dies ist eine Folge davon, daß im Spektrum eine scharfe Begrenzung vorgegeben ist. Hier darf sich das Spektrum des RDS-Signals keinesfalls bis in den Bereich des Stereo-Differenzkanals erstrecken.

Wäre das der Fall, ergäbe sich beim Stereo-Empfang (im Hintergrund) ein deutliches "Daten-Gepiepse" mit Schwerpunkt bei ca. 1,2 kHz, also ausgerechnet bei einer Frequenz, wo das Ohr besonders empfindlich ist.

Zur Erinnerung: Damals war "HiFi"  möglichst sogar bis 20 kHz (aufgrund der damals neuen CD) der große Hype. Die Toningenieure beim Rundfunk waren "traurig", daß sie aufgrund der Vorgaben nur bis 15 kHz übertragen konnten. Und ein "Daten-Gepiepse" hätten sie nie und nimmer in Kauf genommen. Daher wurden auch die ersten Feldversuche nur mit Zufallsdaten für RDS unternommen (also nicht gemäß dem später eingeführten Datenprotokoll), um unter allen Umständen sicher zu stellen, daß keinerlei Störungen durch diese RDS (Zusatz-)Daten entstanden ist.

Damit war auch klar, daß die Filterung und Umformung der angelieferten rechteckförmigen Datenbits so exakt zu erfolgen hat, wie es die hier gezeigte Theorie vorschreibt. Das lief auf folgende Blockstruktur hinaus.

Man sieht aus dem Blockschaltbild die einzelnen Schritte, die zur Aufbereitung des RDS Signals notwendig sind.

Eine differentielle Codierung läßt sich ganz einfach mit (den damals üblichen digitalen) CMOS Schaltkreisen der 40er Serie realisieren, ebenso die Biphase-Codierung, dann als "antparallele" Rechtecke halber Bitbreite bzw. durch Bits halber Breite mit einer gleich breiten Lücke dazwischen.

Schwieriger ist das Formungs-Filter für die verrundete Form der Biphase-Symbole. Es zeigte sich sehr schnell, daß man hier mit analoger Technik keine Chance hatte. Das liegt u.a. daran, daß bei einem analogen Filter der Amplitudengang und der Phasengang nicht unabhängig von einander vorgegeben werden können. Und hier ist eine absolut lineare Phase erforderlich. Das ist mit analogen Tiefpässen nur mit sehr hohem Aufwand - und dann auch nur näherungsweise - realisierbar, denn eine absolut lineare Phase erfordert, daß das geformte Signal auch entsprechende "Vor-Echos" hat. Und das ist aus Gründen der Kausalität nicht möglich (Die Wirkung kann nicht zeitlich vor der Ursache kommen.)

Der für die DSB (Zweiseitenband AM, ZSB-AM; mit unterdrücktem Träger) notwendige (analoge) Multiplizierer ist ein weiteres aufwändiges Schaltungsteil.

In der Diskussion mit den Kollegen im Labor kam die Idee auf: "Wenn man die korrekte RDS EBU Zeitfunktion mathematisch formelmäßig hätte, könnte man diese ja als Stützwerte in einem EPROM ablegen und diese dann mit einem passenden Takt auslesen."

Das war der Schlüssel zur Lösung. Die mathematische Form war mir ja aufgrund meiner Vorlesungen bekannt, s. oben. Jetzt ging es "nur" noch darum, wie sich das praktisch realisieren läßt.

Als Rechentechnik standen ein "Basic" Rechner von Tektronix und ein damals ganz neuer HP200 zur Verfügung ( Zwei 5 1/2 Zoll Disketten-Laufwerke mit 360 kB, keine Festplatte.). Der Tektronix Rechner lief Tag und Nacht durch, weil er immer Probleme beim Booten hatte. Die Mannschaft im Labor war an diesen Rechner gewöhnt, so daß der HP200 noch weitestgehend unbenutzt "in der Ecke" stand, auch weil er einige Basic Befehle anders hatte. (Es ist nichts schwieriger, als "um zu lernen".) Dadurch stand der HP200 praktisch für mich zur Verfügung. Es stand weiterhin ein EPROM Programmiergerät zur Verfügung, das über HP-IB an den Tektronix-Rechner angeschlossen war.

Auf diese Weise lernte ich damals programmieren mit HP-Basic, was viel bequemer war, als das was zu dieser Zeit mit den damaligen PC's (8080 mit 2MHz Taktfrequenz) möglich war. Insbesondere die einfache Möglichkeit, die errechneten Daten graphisch darzustellen, erwies sich als besonders günstig.

Die theoretischen Kurven konnten ja so nicht direkt in ein EPROM geschrieben werden. Vielmehr mußten Abtastwerte (Stützwerte) gebildet werden und diese waren dann noch auf 8 Bit zu quantisieren.  Man hat durch die graphische Drstellung jeglichen Quantisierungsfehler sofort erkannt. Insbesondere konnte die Differenz zwischen der analogen und der quantisierten Kurvenform dargestellt werden. Und diese mußte Symmetrien aufweisen, wenn die Quantisierung korrekt war.

Aus der obigen Darstellung des RDS Biphase Signals ist zu erkennen, daß die "Echos" nach ± 2,5 T_B (Bitbreiten) praktisch abgeklungen sind. Das bedeutet, die zu berücksichtigende Länge des EBU Biphase Symbols ist außer dem aktuellen Bit (in der Mitte) noch jeweils 2 Bits davor und dahinter. Theoretisch reichen die Nebenmaxima zwar bis ± ∞, aber aufgrund der durch die 8 Bit des EPROMS vorgegebenen Amplitudenstufen, ist die Berücksichtigung der beiden Vor- und Nachläufer ausreichend.

Die durch den EBU Vorschlag vorgegebenen Taktzeiten können alle aus den 57 kHz (ARI Träger) bzw. aus dem Stereo-Piloten 19 kHz mit Hilfe von Frequenzteilung gewonnen werden. Daher ergeben sich auch die teilweise "krummen" Werte.

Die Möglichkeit, mit dem ARI Träger aus zu kommen und sich sämtliche anderen Takte durch (synchrone) Frequenzteilung beschaffen zu können, erleichtern die digitale Realisierung sehr.

Aufgrund der damals verfügbaren Größe der EPROMS wurde ein 64er EPROM gewählt. Dann konnte aber pro Halbwelle der modulierten RDS Schwingung nur ein einziger Stützwert gespeichert werden.  Das gibt eigentlich eine recht "eckige" Kurvenform für das RDS Signal. Damit dient das EPROM aber gleichzeitig auch als Modulator, so daß kein extra Multiplizierer erforderlich wird.

Es wurden aber alle vorherigen digitalen Umwandlungen gleich mit in die Stützwerte eingerechnet, so daß auch dieser Teil durch das EPROM mit erledigt wurde.

Das Impulsdiagramm verdeutlicht diese Schritte. Das nächste Bild zeigt das zugehörige Blockschaltbild.

Die einlaufenden (binären) Daten (Data) laufen in ein Schiebe-Register und bilden damit ein Wort aus 5 Bit. Das Bit in der Mitte (#) definiert den mittleren Teil des EBU Biphase Symbols, während die beiden anderen Bits davor und dahinter die "Ausläufer" der EBU Biphase Symbole davor bzw. dahinter definieren. Im entsprechenden Bereich des EPROMS stehen die (Stützwerte der) sich daraus ergebenden Summenkurve. Bei 5 Bit im Shift-Register als Adressen für die Bereiche im EPROM ergeben sich 2⁵ = 32 Möglichkeiten der Überlagerung von Symbolen mit Ausläufern anderer Symbole.

Der Clock ist der 57 kHz Takt. Der Binärzähler (binary counter) gibt die Adressen (untere Adressen) der Stützwerte pro Bereich im EPROM an. Damit werden die Stützwerte ausgelesen.

Da das EPROM (möglicherweise) unterschiedliche Laufzeiten hat, je nach Bereich, werden seine Ausgangsdaten (die Stützwerte für die modulierte EBU RDS Kurve) mit einem Latch zwischengespeichert, damit sie synchron an den D/A Wandler übergeben werden können.

Das EXOR ist nur dann (zur Modulation) erforderlich, wenn die Daten im EPROM nicht in der bereits modulierten Form abgelegt sind.

Die Ausläufer sind nur klein verglichen mit dem Biphase-Hauptsymbol (innerhalb der Bit-Breite). Schreibt man alle 32 möglichen (unmodulierten, verrundten) Symbole über einander, so erhält man das "Augendiagramm".  Im Impulsdiagramm (oben) sieht man die entsprechende Zuordnung zwischen den unverrundeten und den verrundeten Symbolen.

Die Unterschiede zwischen den einzelnen Biphase Symbolen sind zwar nicht sehr groß, müssen aber berücksichtigt werden, damit die spektralen Vorgaben eingehalten werden können.

Das gemessene Spektrum des RDS Coders ist im nächsten Bild dargestellt. HIer ist das RDS Signal und das ARI Signal (VF) vorhanden.

Ein (später) gemessenes Spektrum nur vom RDS Signal zeigt das nächste Bild.

Das zum Coder gemäß Bild 5 gehörende Blockschaltbild enthält auch den EPROM Modulator für das ARI Signal.

Da das ARI Signal niedrige Modulationsfrequenzen hat, sind die Zeitverläufe dieser Signale pro Periode dadurch "länger", ausgedrückt in den notwendigen Stützwerten im EPROM. Das hat dafür dann ein größeres EPROM erfordert. Von der Signalaufbereitung sind die Verhältnisse aber ganz ähnlich wie bei RDS.

Hardwaremäßig wurden die Aufbauten im Labor in "Fädeltechnik" erstellt. Auf einfach kaschierte, im Rastermaß gelochte Europlatten wurden entsprechende IC-Fassungen gelötet und die notwendigen Verbindungen mit Hilfe von 0,3mm Cu-Lackdraht hergestellt (gefädelt).

Als D/A-Wandler wurde eine Type mit Stromausgang im Gegentakt gewählt. Dadurch war die Summierung des RDS und des ARI Signals sehr einfach.

Zusätzlich zu den Schaltkreisen für RSD und denen für ARI war nun noch ein Filter auf 57 kHz erforderlich, um die aus den D/A-Wandlern angelieferten rechteckförmigen Schwingungen (auf 57 kHz) zu verrunden und die für Rechteckschwingungen typischen ungeraden Vielfachen (auf 3*57 kHz, 5*57 kHz, usw.) zu unterdrücken. Hierfür wurde ein Filter entwickelt, das aus zwei Spulen in Schalenkernen bestand, die zu 57 KHz Schwingkreisen gehörten. Beide Spulen haben (zwei) Sekundärwicklungen geringerer Windungszahl. Die beiden 57 kHz Schwingkreise sind durch ihre Sekundärwicklungen mit einer (käuflichen) Festindktivität gekoppelt.

Der Encoder hat einen 57 kHz Quarz-Oszillator für den Betrieb ohne Ankopplung an einen Stereo-Coder, den es gab damals noch UKW Mono Programme, die aber RDS haben sollten.  Beim Betrieb an einem Sender mit Stereo-Coder wird  das 19 kHz Pilotsignal dem RDS-ARI-Coder zugeführt und mit Hilfe einer PLL phasenstarr (unter 90⁰) mit dem 57 kHz Hilfsträger verkoppelt.

Der Laboraufbau hatte noch keinen Eingang für die RDS Daten gemäß dem EBU Protokoll. Vielmehr wurden nur Zufallsdaten (pseudo random) verwendet, denn es ging zum damaligen Zeitpunkt ganz entscheident darum, ob die digitalen Zusatzsignale im Stereo-Kanal zu "Datengepiepse" führen würden. Das war damals ein k.o. Kriterium!

In der Zeit um Pfingsten '83 (nach ca. 3,5 Monaten) war der Laboraufbau dann so weit fertig, daß er an einem Sender des SWF auf der Hornisgrinde eingebaut werden konnte. Dort wurde dann über eine gewisse Zeitspanne  ein "Feldversuch" durchgeführt, der gezeigt hat, daß durch das RDS Zusatzsignal keinerlei Störungen im Stereo-Signal entstehen. Damit war der Weg frei zur Fertigentwicklung des Gerätes, das dann unter der Bezeichnung DMC auf den Markt kam. Die damals noch durchzuführenden Aufgaben waren die Steuerung durch einen Mikroprozessor (8080 oder 8085 ?) und das endgültige Layout für die Printplatinen und die mechanischen Arbeiten einschließlich Gehäuse. Das war aber nach meinem Sabbatical.

Im Herbst '84 kam dann der DMC auf den Markt.

Das Bild zeigt u.a. die damals noch nicht so allgemein bekannten RDS Zeitsignale.

RDS Coder gab es kurz darauf auch von mehreren ausländischen Firmen, sowie von AEG-TFK. 

Ich blicke gerne auf diese sehr interessante Zeit während dieses Sabbaticals zurück.

MfG DR

Lit:

Dambacher, P.: Radio-Daten - ein neuer Dienst im UKW-Hörfunk, Neues von Rohde&Schwarz, 107, pp. 16 - 19, Herbst 1984

Werle, H. (Hrsg.): Technik des Rundfunks, Technik der Systeme, Rundfunkversorgung, pp. 50 - 56, R. v. Decker, 1989

Dambacher, P.: Digitale Technik für Hörfunk und Fernsehen, pp. 56 - 65, R. v. Decker, 1995

Dietmar Rudolph † 6.1.22, 02.Jul.15

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