grigelat: PLL-Quarz-Digital-Tuner

 

Quelle: Originalbeschreibungen der Firma F. Grigelat

 

1. Schaltung des HF-Teils

 

Bild 2 zeigt das Schaltbild des HF-Eingangsteils. Der Eingangskreis (L 201) dient zur Vorselektion und Anpassung des Antenneneingangs (60 Ohm, Pt 201) an die UKW-Vorstufe T 201. Wegen der niedrigen Rausch­zahl und geringen Schwingneigung wurde hier ein Doppelgate-MOSFET vorgesehen. Am Punkt Pt 202 kann eine Regelspannung zugeführt wer­den; bei einem Spannungshub von + 6V auf — 3V erreicht man eine Abregelung von etwa 50 dB. An sich ist bei einem FM-Empfänger keine Verstärkungsregelung notwendig, je früher die Begrenzung einsetzt, desto besser. Da für die Feldstärke-Anzeige ein Meßinstrument vorge­sehen ist, ist der logarithmische Zusammenhang zwischen Antennen­spannung und gleichgerichteter ZF erwünscht. Die Regelcharakteristik eines MOSFETs kommt dem recht nahe.

Auf die UKW-Vorstufe folgt ein induktiv gekoppeltes, zweikreisiges Zwischenbandfilter (L 202/L 203). Ebenso wie der Vorkreis wird es mit Hilfe der Kapazitätsdioden (D 201 bis D 203) kapazitiv abgestimmt. Es wurden Doppeldioden eingesetzt, weil ihre Kapazität kaum von der HF-Spannung am Schwingkreis abhängt, was besonders bei hohen Empfangsfeldstärken wichtig ist. Die Mischstufe T 202 ist ebenfalls mit einem Doppelgate-MOSFET bestückt. Von Vorteil ist hierbei, daß Ein­gangs- und Oszillatorfrequenz an zwei (entkoppelte) Elektroden gelegt wurden, so daß weder Rückwirkungen starker Eingangssignale auf den Oszillator noch die Abstrahlung von Oszillatorleistung über die Antenne zu befürchten sind. Außerdem reagiert eine multiplikative Mischstufe wesentlich unkritischer auf Arbeitspunkt- und Oszillatorspannungs-Än-derungen als ein additiver Mischer.

Die entstehende Zwischenfrequenz wird am Drainkreis (L 205) abge­nommen und über einen kapazitiven Spannungsteiler (33 pF/82 pF) dem ZF-Ausgang des Tuners (Pt 203) zugeführt. Der Überlagerungsoszilla­tor (T 203) arbeitet in Drainschaltung mit induktiver Rückkopplung zwi­schen Gate und Source. Die Abstimmung erfolgt wieder kapazitiv mit Hilfe der Diode D 204. Im Drainkreis kann ein Teil der Oszillatorleistung verhältnismäßig rückwirkungsarm ausgekoppelt und über den An­schlußpunkt Pt 205 dem Rasterteil zugeführt werden.

 

 

 

2. Schaltung des ZF-Teils

 

Die Eigenschaften des ZF-Verstärkers bestimmen maßgebend die Ge­samtqualität des ganzen Hi-Fi-Empfängers. Wie man weiß, besteht das Spektrum eines frequenzmodulierten Signals aus einem breiten Band von Spektrallinien, die nicht nur in ihrer Gesamtheit übertragen, son­dern auch absolut gleichzeitig den Demodulator erreichen müssen. Ne­ben einer ausreichenden Bandbreite muß der ZF-Teil daher auch inner­halb des Übertragungsbereiches konstante Gruppenlaufzeit aufweisen, das heißt der Zusammenhang zwischen Frequenz und Phase von Ein­gangs- und Ausgangssignal soll möglichst linear sein. Dies steht im Widerspruch zur Forderung nach möglichst hoher Selektivität und Trenn­schärfe.

 

 

Seit einiger Zeit sind spezielle phasenlineare Quarzfilter mit relativ steilem Dämpfungsverlauf auf dem Markt (Bild 3). Es wurden zwei Filter des Typs TQF-2599 verwendet und noch zusätzlich einige breitbandige LC-Kreise angeordnet, somit lassen sich auch in Bezug auf Trennschär­fe und Weitabselektion gute Ergebnisse erzielen. Von Vorteil ist, daß die Selektionskurve der Quarzfilter nur wenig von der Einstellung der zur Anpassung und Transformation erforderlichen Schwingkreise beein­flußt wird.

Bild 4 zeigt den Schaltplan des ZF-Teils. Der ZF-Ausgang der Misch­stufe (Pt 203) wird mit dem Eingangs-Anschlußpunkt Pt 211 verbunden. Auf das erste Quarzfilter F 211 folgt die Trennstufe l 211 mit dem inte­grierten Differenzverstärker CA 3028; sie steuert über den Anpaßkreis L 211 das zweite Quarzfilter an. Die zweite ZF-Stufe ist mit der ersten identisch, an ihrem Ausgang liegt das kapazitiv gekoppelte und durch Widerstände zusätzlich bedämpfte Bandfilter mit den Spulen L 2127 L 213. Es dient zur Verbesserung der Weitabselektion; die beiden Quarzfilter allein erreichen zusammen nur etwa 70 dB (Bild 4). Die Diode D 211 richtet einen Teil der ZF-Spannung gleich (Pt 212), der Anschluß Pt 213 bildet das Bezugspotential. Hier wird der später zu beschreiben­de Regel- und Anzeigeverstärker angeschlossen.

 

 

Die nachfolgende integrierte Schaltung l 213 stellt einen sechsstufigen begrenzenden ZF-Verstärker mit Koinzidenzdemodulator dar. Bemer­kenswert ist hier, daß statt des sonst üblichen Phasenkreises ein Band­filter verwendet wird (L 214, L 215). Damit gelingt es, die Demodulations-kennlinie mit zwei zusatzlichen Wendepunkten auszustatten und so eine bessere Annäherung an die ideale Gerade zu erzielen. Dies resultiert in einem niedrigeren Klirrfaktor, besonders bei hohem Frequenzhub.

Bild 5 verdeutlicht diese Verhältnisse. Die Nichtlinearität ist innerhalb ± 100 kHz von der Mittenfrequenz unter 1 % (Bild 6). Der daraus abzu­leitende Klirrfaktor liegt bei etwa 0,15%.

 

 

Der NF-Ausgang (Stift 8 von l 213) konnte nicht unmittelbar über einen Durchführungskondensator geführt werden, weil der sich dann ergeben­de Tiefpaß (Ri = 2,6 kOhm, C = 2 nF) die hohen Modulationsfrequenzen bereits unzulässig beschneiden würde. Deshalb ist die Stufe mit T 211 als Impedanzwandler vorgesehen. Als HF-Siebkondensator genügen 100 pF an der Basis von T 211. Soll das ZF-Teil nur für Mono-Empfang verwendet werden, so kann dieser Kondensator — auf 15 nF vergrößert — für das Deemphasisglied mitverwendet werden.

 

 

3. Schaltung des Rasterteils

 

3.1    Vorteiler: 4

Da programmierbare Frequenzteiler für Eingangsfrequenzen bis 120 MHz mit den heute verfügbaren Bauelementen noch nicht realisierbar sind, muß die Frequenz des Überlagerungsoszillators (fo) zunächst auf ein Viertel ihres Wertes heruntergeteilt werden. Hierzu dient die in Bild 7 gezeigte Schaltung. Das in den Anschlußpunkt Pt 211 eingespei­ste Oszillatorsignal (von Pt 205 kommend) wird zunächst durch die Stufe mit dem Transistor T 221 vorverstärkt und steuert dann die Phasenum-kehrstufe mit dem Transistor T 222 an. Sie liefert zwei gegenphasige Signale zur Ansteuerung des eigentlichen Frequenzteilers l 221. Es han­delt sich hierbei um einen Doppel-Flipflop in ECL- (emitter coupled logic) Technik, welcher Eingangsfrequenzen bis typisch 180 MHz verar­beiten kann. Der darauf folgende Schaltungsteil mit den Transistoren T 223 und T 224 formt aus dem ECL-Pegel ein TTL-kompatibles Signal. Da T 224 als gesättigter Schalter arbeitet und die Ausgangsfrequenz bis zu 30 MHz betragen kann, ist hierfür ein sehr schneller Schalttransistor notwendig. Bild 7a zeigt die Ansicht des Rasterteils mit Feststationskar­te.

 

 

3.2    Der programmierbare Frequenzteiler

Der in Bild 8 gezeigte Einstellteiler muß das Ausgangssignal des Vor­teilers durch N (982 < N < 1147) teilen, soll aber direkt mit dem Zahlen­wert der zu empfangenden Frequenz (875 bis 1040) programmiert wer­den. Das vom Vorteiler abgegebene Signal gelangt an die Takteingänge der integrierten Schaltungen l 222, l 223 und l 225.

Zur Erläuterung der Wirkungskreise wird nun angenommen, daß die Zahl 881 (entsprechend 88, 1 MHz). an den Programmiereingängen A 1 bis C 4 eingestellt wurde. Die Gatterschaltungen vor den Setzeingängen der Dekadenzähler l 225 und 226 bewirken, daß diese auf das Neuner­komplement (Neunerkomplement einer Zahl n ist 9-n) der eingestellten Zahl vorgesetzt werden, l 227 (st ein Hexadezimalzähler (16er-Zähler), er wird mit dem 14er-Komplement der an C 1/C 4 programmierten Zahl geladen. Wird hier eine Null eingegeben, so erhalten die Setzeingänge A bis D das 14er-Komplement der Zahl 10. Es sind daher nur drei Zif­fernschalter erforderlich, die Zahl Null in der 10-MHz-Stelle bedeutet 100 MHz. Nach 981 Taktimpulsen stehen die Dezimalzähler l 225 und l 226 auf 9, der Hexadezimalzähler l 227 dagegen auf 15. Der Ausgang des NAND-Gatters l 224 geht nach L (= "low"), der Ausgang des Inver-ters T 225 also nach H ("high"). Da QA und QD von l 225 ebenfalls H-Signal führen, wird nun der K-Eingang des Flipflops l 223freigegeben; mit dem 982sten Taktimpuls kippt es somit in seine Arbeitslage (Q = L). Jetzt werden die Zähler l 22J> bis l 227 wieder auf ihren Anfangswert gesetzt, l 222 schaltet wegen Q = H auf Zählbetrieb um. Da er durch die Setzeingänge A bis D auf die Zahl 4 vorgesetzt wurde, benötigt er fünf wei­tere Taktimpulse, bis er die 9 erreicht hat. Der 987ste Taktimpuls gibt den J-Eingang des Flipflops frei, der 988ste Eingangsimpuls schaltet es wieder in die Ruhelage zurück. Damit ist der Zyklus beendet, die Ein­gangsfrequenz wird also um den Faktor 988 geteilt, die Ausgangsfre­quenz kann am Ausgang Q des Flipflops l 223 abgenommen und der Phasenvergleichsschaltung zugeführt werden. Für N = 988 beträgt die Oszillatorfrequenz des Tuners 98,8 MHz, bei einer ZF von 10,7 MHz wird also tatsächlich die eingestellte Frequenz von 88,1 MHz empfangen.

 

 

3.3   Phasenvergleich und Referenzoszillator

In Bild 9 ist ein 5-MHz-Quarzoszillator mit dem Transistor T 228 zu er­kennen. Der zum Quarz in Serie liegende Trimmer erlaubt es, die er­zeugte Überlagerungsfrequenz um ± 50 kHz zu variieren. Damit können mögliche Toleranzen der Quarzfilter-Mittenfrequenz ausgeglichen wer­den. Es ist nicht nötig, eine Feinabstimmung für das Gerät vorzusehen, weil die ZF-Bandbreite mehr als doppelt so groß wie ein Rasterschritt ist. Es können auch Sender, die nicht exakt im 100-kHz-Raster liegen, einwandfrei empfangen werden.

 

 

Der Transistor T 227 wandelt die 5-MHz-Schwingung des Quarzoszilla­tors in ein TTL-kompatibles Signal um, das in den Dekadenzählern l 2210 und l 2211 zweimal durch 10 und mit dem Doppel-Flipflop l 2212 nochmals durch 2 geteilt wird. Die so erzeugte 25-kHz-Rechteckschwin-gung gelangt zum „Sollwerf'-Eingang (Stift 3) des integrierten Fre-quenz/Phasen-Vergleichers l 2213 (MC 4044 P); der „Istwert", vom Ein-stell-Frequenzteiler kommend, liegt an Stift 1. Bei großen Abweichungen zwischen Soll- und Istwert arbeitet l 2213 als Frequenzdiskriminator; erst wenn die Regelabweichung hinreichend klein ist, wird auf „Phasen­vergleich" umgeschaltet und so die restliche Frequenzdifferenz wegge­stimmt. Das Ausgangssignal des Bausteins (Anschlüsse 5 und 10) stellt eine Impulsfolge dar; aus ihrem Tastverhältnis bildet der Integrator mit dem Operationsverstärker l 2214 (TBA 221) den zeitlichen Mittelwert der Spannung, die über Pt 223 dem HF-Teil (Pt 204) als Abstimmspan­nung zugeführt wird.

 

 

5.1    Regelverstärker mit Feldstärkeanzeige

Hochwertige Hi-Fi-Empfangsanlagen sind meist mit einem Antennenro­tor ausgerüstet; daher muß am UKW-Empfänger eine Einrichtung zur Beurteilung der Senderfeldstärke vorhanden sein, um die Antenne opti­mal ausrichten zu können. Diesem Zweck dient der in Bild 16 darge­stellte Regel- und Anzeigeverstärker. Sein Eingang (Pt 233 und Pt 234) wird mit dem Gleichspannungsausgang des ZF-Verstärkers (Pt 212 und Pt 213) verbunden. Die beiden Transistoren T 231 und T 232 bilden einen Differenzverstärker in der klassischen Röhrenvoltmeterschaltung mit sehr hohem Eingangswiderstand, damit die Gleichrichterschaltung (D 211) nicht belastet wird. Der Symmetrierwiderstand R 231 gestattet es, Unterschiede in den Daten der beiden FETs auszugleichen; das Anzeige-Instrument liegt im Drainkreis der Schaltung. Es folgt ein Gleichspannungsverstärker (l 231), der mit + 15V und — 6V versorgt wird, um eine negative Ausgangsspannung (Pt 236) zu ermöglichen. Der Ausgang des Regelverstärkers wird mit dem Regelspannungsein­gang des UKW-Mischteils (Pt 202) verbunden; ein Spannungshub von + 6 auf — 3V reduziert die HF-Verstärkung um mehr als 50dB, so daß der Dynamikbereich der Anzeige beträchtlich vergrößert wird. Der Trimmwiderstand R 232 wird so eingestellt, daß die Regelspannung (Pt 236) ohne Signal + 6V beträgt.

5.2   Rauschsperre

Da die UKW-Rundfunksender ununterbrochen ihre Träger aussenden, ist die bei Funkgeräten übliche Squelch-Technik hier nicht sinnvoll, es soll vielmehr das beim Abstimmvorgang auftretende unangenehme Ge­räusch unterdrückt werden. Es bietet sich an, die an Pt 225 stehende Spannung hierfür zu verwenden, da sie nur im eingeregelten Zustand ihren Wert von 1,4V hat. Während des Abstimmens ist sie größer oder kleiner, je nach Richtung des Frequenzwechsels. In Bild 17 ist das Schaltbild der „Rauschsperre" gezeichnet. Die von Pt 225 (Phasenver-gleicher) kommende Gleichspannung gelangt über den Anschluß Pt 238 und ein Siebglied (100kOhm/10nF) auf die integrierten Rechenverstärker l 232 und l 233. Da diese nicht gegengekoppelt sind, arbeiten sie mit ihrer vollen Leerlaufverstärkung, das heißt sie werden als Komparatoren verwendet. Steigt nun die Eingangsspannung über das durch Dioden festgehaltene Potential von + 2 V des oberen Verstärkers, so wird dessen Ausgang nach Plus gehen, T 233 erhält dadurch positive Gate-spannung und unterbricht den NF-Signalweg. Sinkt dagegen die Span­nung an Pt 238 unter die Schaltschwelle des anderen Verstärkers (+ 0,7V), so wird sein Ausgang nach Plus geschaltet und damit T 233 gesperrt. Das RC-Glied (0,1 nF/1 M&) sorgt dafür, daß die Schaltspan­nung zwar rasch ansteigen kann, aber langsam abfällt.

 

 

5.3   Abstimmanzeige

Wie bereits dargelegt wurde, ist die ZF-Bandbreite des UKW-Empfän­gers größer als der Kanalabstand der Sender. Es kann also bei der Sendersuche vorkommen, daß man um einen Kanal falsch abstimmt. Dieser Fehler ist meist nicht sogleich hörbar. Der nun zu beschreibende Schaltungsteil (Bild 18) soll in diesem Fall die mittlere Lumineszens-diode (grün oder gelb) einschalten für eine exakte Mittenabstimmung. Ein sicheres Kriterium stellt die Höhe des Gleichspannungspegels am NF-Ausgang des ZF-Teils dar. Wie Bild 7 zeigt, ändert sich dieser Pegel um mehr als 0,5V bei einer Abweichung von 100 kHz (= 1 Kanal). Die Schaltung ist ähnlich wie die Rauschsperre als Doppelkomparator auf­gebaut und steuert ausgangsseitig den Transistor T 234, der den Be­triebsstrom für die Leuchtdiode schaltet. Die Schwellenwerte sind mit den Trimmpotentiometern R 233 und R 234 einstellbar.

 

 

6. Stereodecoder

6.1    Schaltungsbeschreibung

Aufgabe des Stereodecoders (Bild 19) ist es, aus der demodulierten ZF wieder die beiden NF-Signale (L und R) zu bilden. Frühere Ausführun­gen enthielten zwar nur wenige Transistoren, dafür aber mehrere Schwingkreise und waren schwierig abzugleichen. Das jetzt verwendete IC TCA 4500 arbeitet nach dem PLL-Prinzip. Ab­zugleichen ist nur noch die Oszillator-Frequenz und eine Gegenkopp­lung zur Einstellung der optimalen Übersprechdämpfung. Das IC TCA 4500 ist eine Weiterentwicklung des bekannten Decoder-IC's MC 1310 P. Bei diesem IC treten keine Mischprodukte mit den Fre­quenzen 57 kHz bzw. 114 kHz mehr auf. Dadurch werden Zwitscher­effekte bei Stereo-Empfang, die auf dieses Mischprodukt zurückzufüh­ren wären, vermieden. Außerdem wurde durch das Nachschalten eines keramischen Filters für 38 kHz und eines 19 kHz Filters die Pilotton­unterdrückung wesentlich erhöht. In Bezug auf Kanaltrennung werden ausgezeichnete Werte erreicht.

7. Netzteil

Zur Stromversorgung dient ein sorgfältig dimensioniertes Netzteil mit einem Ringkerntransformator.

Die Spannungen - 6V, + 5V, + 15 V werden entweder mit IC's (L 131, L 129) oder durch Zenerdioden und Längstransistoren stabilisiert. Die + 10V Spannung wird unstabilisiert herausgenommen. Die Verwendung des Schnittbandkerntrafos vermeidet eventuelle Einstreuungsprobleme.

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